反激式轉(zhuǎn)換器有很多優(yōu)點(diǎn)，例如它是成本最低的隔離式電源轉(zhuǎn)換器，可以輕松提供多個(gè)輸出電壓，它是簡(jiǎn)單的原邊控制器，可以提供高達(dá)300W的功率輸出。反激式轉(zhuǎn)換器可用于許多離線應(yīng)用，從電視到手機(jī)充電器，以及電信和工業(yè)應(yīng)用。但其設(shè)計(jì)選擇過多，而且基本操作令人望而生怯，尤其對(duì)那些之前沒有設(shè)計(jì)過此類轉(zhuǎn)換器的人來說更是如此。本文將以53 VDC-12V@5A連續(xù)導(dǎo)通模式 (CCM) 反激式轉(zhuǎn)換器為例，給出一些關(guān)鍵的設(shè)計(jì)考量因素。

圖1顯示了詳細(xì)的60W反激式轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)原理圖，其工作頻率為250 kHz。當(dāng) FET Q2導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓施加在變壓器的原邊繞組上。繞組中的電流逐步上升，從而將能量存儲(chǔ)在變壓器中。 由于輸出整流器 D1 為反向偏置，因此流向輸出的電流被阻斷。當(dāng) Q2關(guān)斷時(shí)，原邊電流被阻斷，迫使繞組的電壓極性反轉(zhuǎn)。電流流出副邊繞組，使繞組電壓的極性反轉(zhuǎn)為正向電壓。 D1 導(dǎo)通，向輸出負(fù)載提供電流并為輸出電容器充電。

圖1: 60 W CCM反激式轉(zhuǎn)換器原理圖

我們可以添加額外的變壓器繞組，甚至堆疊在其他繞組上面，以獲得額外的輸出。但是，增加的輸出越多，調(diào)整率就會(huì)越差，因?yàn)槔@組和磁芯（耦合）之間的磁通鏈不理想以及繞組的物理分離都會(huì)產(chǎn)生漏電感。漏電感作為與原邊和輸出繞組串聯(lián)的雜散電感，會(huì)引發(fā)與繞組串聯(lián)的意外壓降，從而事實(shí)上降低了輸出電壓調(diào)整精度。常用的經(jīng)驗(yàn)法則是，采用恰當(dāng)繞線的變壓器在交叉負(fù)載下獲得變化率在+/-5%至10%之間的非穩(wěn)壓輸出。此外，重載穩(wěn)壓輸出會(huì)由于峰值檢測(cè)泄漏電感引起的電壓尖峰而導(dǎo)致空載副邊輸出電壓大幅增加。在這種情況下，預(yù)加載或軟鉗位將有助于限制電壓。

連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）和非連續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM) 各有其優(yōu)點(diǎn)。根據(jù)定義，DCM 操作發(fā)生在輸出整流器電流降至0A，下一個(gè)周期開始之前。DCM 操作的優(yōu)勢(shì)包括：較低的原邊電感（通?？梢詫?shí)現(xiàn)較小尺寸的電源變壓器），消除了整流器的反向恢復(fù)損耗和 FET 導(dǎo)通損耗，而且沒有右半平面零點(diǎn)。但是，與CCM相比，這些優(yōu)勢(shì)又被一些缺陷所抵消，如原邊和副邊中較高的峰值電流、增加的輸入和輸出電容、增加的電磁干擾 (EMI)以及輕載下降低的占空比。
圖2: CCM與DCM反激轉(zhuǎn)換器FET和整流器電流的比較

圖2表明了在最小VIN下，CCM和DCM模式下的負(fù)載從最大值下降到約25%時(shí)，Q2和D1中的電流變化。CCM模式下，當(dāng)輸入電壓固定且負(fù)載介于其最大和最小設(shè)計(jì)水平（約25%）之間時(shí)，占空比恒定。電流“基礎(chǔ)”水平隨著負(fù)載的減少而降低，直到進(jìn)入DCM模式，此時(shí)占空比下降。在DCM模式下，最大占空比僅在VIN最小和負(fù)載最大時(shí)出現(xiàn)。占空比隨著輸入電壓的增加或負(fù)載的減少而降低。

這會(huì)導(dǎo)致高壓線路和最小負(fù)載下的占空比變小，因此請(qǐng)確保您的控制器可以在此最短導(dǎo)通時(shí)間正常運(yùn)行。在整流器電流達(dá)到 0A后，DCM 操作會(huì)給低于50%的占空比操作引入死區(qū)時(shí)間。其特征是FET漏極上的正弦電壓，它由剩余電流、寄生電容和漏電感設(shè)置，通常為良性。在此設(shè)計(jì)中，采用CCM操作是為了通過降低開關(guān)損耗和變壓器損耗來實(shí)現(xiàn)更高的效率。

該設(shè)計(jì)使用原邊參考14V偏置繞組，在12V輸出達(dá)到穩(wěn)壓后為控制器供電，與直接通過輸入供電相比，降低了損耗。另外，我選擇了兩級(jí)輸出濾波器以實(shí)現(xiàn)低紋波電壓。第一級(jí)陶瓷電容器處理來自D1脈動(dòng)電流的高RMS電流。再通過濾波器L1和C9/C10將紋波電壓降低大約10倍，同時(shí)降低C9/C10 中的RMS電流。如果可以接受較高的輸出紋波電壓，也可以取消L/C濾波器，但輸出電容器必須能夠處理全部RMS電流。

UCC3809-1和UCC3809-2 控制器專為隔離式應(yīng)用而設(shè)計(jì)，可以直接與U2光耦合器連接。在非隔離式設(shè)計(jì)中，可以取掉U2和U3以及直接連接到控制器的電壓反饋電阻分壓器，例如帶有內(nèi)部誤差放大器的UCC3813-x系列。

Q2 和 D1 上的開關(guān)電壓會(huì)在變壓器繞組間和元件寄生電容中產(chǎn)生高頻共模電流。如果沒有 EMI 電容器 C12 提供返回路徑，這些電流將流入輸入和/或輸出，增加噪聲并可能導(dǎo)致操作不穩(wěn)定。

Q3/R19/C18/R17組合通過將振蕩器的電壓斜坡與 R18 的原邊電流采樣電壓相加來提供斜坡補(bǔ)償，用于實(shí)現(xiàn)電流模式控制。斜坡補(bǔ)償消除了次諧波振蕩（寬占空比脈沖后面緊跟窄脈沖的現(xiàn)象）。由于該轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)為不超過50%的占空比操作，因此我添加了斜坡補(bǔ)償以降低開關(guān)抖動(dòng)敏感性。不過要注意，過大的電壓斜率會(huì)將控制回路推向電壓控制模式并可能引起不穩(wěn)定。最后，光耦合器傳輸來自副邊的誤差信號(hào)以保持輸出電壓的穩(wěn)定。反饋 (FB) 信號(hào)包括電流斜坡、斜坡補(bǔ)償、輸出誤差信號(hào)和用于降低過流閾值的DC偏移。

圖3為Q2和D1的電壓波形，反映出一些漏電感和二極管反向恢復(fù)引起了振鈴。

圖3：通過鉗位和緩沖器限制FET和整流器振鈴（57 VIN，12V/5A）

文章來源：ednchina

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