作者：Petrus Stroet and Bruce Hemp

在為通信應(yīng)用生成模擬或數(shù)字FM時(shí)，IQ調(diào)制器可提供多功能的低功耗解決方案。示例設(shè)計(jì)將展示如何使用混合信號(hào)MCU執(zhí)行相位累加器和正弦/余弦查找表功能。證明了 IQ 調(diào)制器精度和線性度的重要性。

應(yīng)用

FM很有用，因?yàn)楹苋菀讓?shí)現(xiàn)高PA效率。在產(chǎn)品層面，應(yīng)用可以是無線麥克風(fēng)、耳機(jī)和頭盔無線電以及手持式 2 分頻無線電。

一些數(shù)字FM調(diào)制方案是連續(xù)相位頻移鍵控（FSK），GFSK和M-ary FSK。DMR調(diào)制標(biāo)準(zhǔn)在商業(yè)2路無線電業(yè)務(wù)中很受歡迎，它使用窄帶4FSK，可以按照此處所述生成。1模擬 FM 可以是寬帶 FM 或窄帶 FM （NBFM），如下所述。

為什么要使用 IQ 調(diào)制器？

存在許多用于生成FM的經(jīng)典電路技術(shù)，例如在VCO或參考振蕩器或兩者上將調(diào)制添加到PLL中。電抗調(diào)制是另一種經(jīng)典方法。這些方法的缺點(diǎn)是，設(shè)計(jì)變得特定于一個(gè)頻段以及該頻段的單個(gè)PLL或電抗調(diào)制器。例如，K 的變化維科或PLL環(huán)路增益可能有問題。

IQ 調(diào)制器方法的優(yōu)點(diǎn)是：

頻率捷變，

固有的面向未來，可適應(yīng)成為軟件定義無線電 （SDR），

可實(shí)現(xiàn)出色的調(diào)制精度。

生成模擬調(diào)頻

在此 FM 應(yīng)用中，IQ 調(diào)制器用作精確的 360 度相位調(diào)制器。由于相位是頻率的時(shí)間積分，因此定期更新的相位累加器執(zhí)行時(shí)間積分功能。2

如圖1所示，該系統(tǒng)的行為類似于傳統(tǒng)的DDS，其中相位累加器寄存器可以遞增和遞減。3查找表（LUT）包含正弦和余弦函數(shù)，從而在精確相位上生成固定幅度的旋轉(zhuǎn)矢量。這個(gè)復(fù)雜的信號(hào)由IQ調(diào)制器向上轉(zhuǎn)換，以LO頻率為中心。為實(shí)現(xiàn)高調(diào)制準(zhǔn)確度，LTC5599 和 LTC5589 等 IQ 調(diào)制器需要差分基帶驅(qū)動(dòng)，而 LTC6362 可在所需的 V 下輕松提供厘米= 1.4V。DAC重建濾波器對(duì)于衰減由于采樣引起的DAC奈奎斯特圖像至關(guān)重要。通過選擇無源LC濾波器技術(shù)，我們可以潛在地降低通道外本底噪聲。

圖1.使用 IQ 調(diào)制器生成 FM。

基本的DDS調(diào)諧公式可以應(yīng)用于此應(yīng)用。請(qǐng)注意，我們正在合成正或負(fù) ΔF，它表示瞬時(shí)頻率偏差：

哪里：

F外= 復(fù)數(shù)輸出頻率，Hz?？梢允钦l率或負(fù)頻率。

M = 二進(jìn)制調(diào)諧字?？梢允钦龜?shù)或負(fù)數(shù)。

RefClk = 累加器更新速率，Hz。

N = 相位累加器的長(zhǎng)度，位。

通過代入最大調(diào)諧字 M=，計(jì)算F外揭示調(diào)制器輸出端的最大瞬時(shí)頻率偏差。

因?yàn)镕外在許多FM應(yīng)用中通常相當(dāng)?shù)?，例如NBFM系統(tǒng)的5.5 kHz，根據(jù)上面的DDS公式，對(duì)RefClk的要求也相應(yīng)較低。在許多情況下，整個(gè)角度調(diào)制過程對(duì)于在以RefClk速率中斷驅(qū)動(dòng)的混合信號(hào)MCU中實(shí)現(xiàn)變得切實(shí)可行。重要的是，當(dāng)相位累加器記錄溢出或下溢時(shí)，相位環(huán)繞也是如此，保持相位旋轉(zhuǎn)連續(xù)和無縫。這使得精確的直流耦合 FM 成為可能。

音頻限制和預(yù)加重

用于模擬音頻的 FM 發(fā)射器通常采用限幅器，以防止 FM 過度偏離并濺入相鄰?fù)ǖ馈＞脑O(shè)計(jì)的系統(tǒng)將利用軟限制，以最大限度地減少發(fā)生這種情況時(shí)的可聽失真。

如果接收器沒有對(duì)高音頻頻率進(jìn)行去加重，則接收器輸出端的白噪聲將是令人反感的。為了彌補(bǔ)這一點(diǎn)，發(fā)射器通常在較高頻率下利用音頻預(yù)加重，以獲得音頻通帶上的凈整體平坦響應(yīng)。4

由于 IQ 調(diào)制器基本上用作精密移相器，因此有兩種基本方法可以實(shí)現(xiàn)預(yù)加重：

使用相位調(diào)制（非 FM）傳輸音頻。這很有效;但是，F(xiàn)M偏差的限制變得稍微復(fù)雜一些，因?yàn)槟繕?biāo)是限制頻率偏移，而不是相位偏移。FM 輸入對(duì)于編碼亞可聽 CTCSS 或 DCS 信令仍然很有用。5

在使用 RC 網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行 FM 調(diào)制之前預(yù)先強(qiáng)調(diào)音頻。這是一種首選方法，因?yàn)槠钕拗婆c頻率無關(guān)。

無論選擇哪種方法，對(duì)于所需通帶之外的頻率，仍然需要額外的低通和高通音頻濾波。

帶通配置中的FIR濾波器具有完全消除直流頻率誤差的優(yōu)點(diǎn)，否則直流頻率誤差可能會(huì)以直流偏移的形式通過ADC。如果需要高中心頻率穩(wěn)定性，這將是一個(gè)很好的優(yōu)勢(shì)。

智商調(diào)節(jié)器損傷的影響

IQ調(diào)制器損傷分為兩大類：LO泄漏和鏡像抑制（IR）。

LO泄漏導(dǎo)致FM基帶矢量旋轉(zhuǎn)偏離中心擺動(dòng)，產(chǎn)生與偏差和調(diào)制速率相關(guān)的AM和雜散產(chǎn)物。一般來說，發(fā)生LO泄漏有兩種機(jī)制：通過調(diào)制器IC傳導(dǎo)，并在IC周圍輻射。整體護(hù)盾效果應(yīng)使后者略低于前者。

鏡像抑制是正交幅度不平衡和正交相位不平衡的函數(shù)。任何一種的退化都會(huì)使矢量旋轉(zhuǎn)翹曲成橢圓形，這也會(huì)產(chǎn)生與偏差和速率相關(guān)的雜散產(chǎn)物。

IQ 調(diào)制器（例如 LTC5589/99）具有用于調(diào)零 LO 泄漏和鏡像抑制的配置。為獲得最佳性能，請(qǐng)調(diào)整這些寄存器以降低FM失真，并將值保留在非易失性存儲(chǔ)器中。隨后的測(cè)試結(jié)果將顯示此方法通?？梢詫?shí)現(xiàn)多少改進(jìn)。

過大的差分基帶驅(qū)動(dòng)也會(huì)產(chǎn)生不需要的輸出雜散產(chǎn)物，通常為3RD順序和更高。RF輸出功率的小幅降低可以大大降低雜散電平，反之亦然。

NBFM的設(shè)計(jì)示例

對(duì)于圖1所示的系統(tǒng)，最大FM偏差計(jì)算如下：

一個(gè)8位ADC驅(qū)動(dòng)一個(gè)單位增益FIR濾波器。二進(jìn)制輸出范圍= -128 至 +127。

RefClk = ADC 轉(zhuǎn)換速率 = 相位累加器更新速率

= 196 kHz。

N = 11 位

因此，F(xiàn)M 峰值偏差 =

為了減少相位截?cái)嚯s散，所有 11 個(gè)累加器位都映射到 LUT 條目，總共有 2，048 個(gè)正弦條目，外加 2，048 個(gè)余弦條目。每個(gè)條目的寬度為8位，與每個(gè)DAC的分辨率相匹配。LUT初始化僅發(fā)生一次，在上電時(shí)，使用浮點(diǎn)三角函數(shù)，具有適當(dāng)?shù)目s放和舍入以匹配DAC輸入范圍。同樣，這很容易在混合信號(hào)MCU的能力范圍內(nèi)。

在本例中，11位累加器比ADC和FIR濾波器的8位輸入M長(zhǎng)3位。三位是可接受的最小值。對(duì)于滿量程輸入轉(zhuǎn)換，最大相變?yōu)?-128 / （211） = -1/16千循環(huán)，或 -22.5 度。典型的相變會(huì)少得多。最好保持最大相變相對(duì)較小，以保持IQ軌跡路徑沿恒定功率圓，而不是穿過圓的捷徑。

為了加快構(gòu)建速度，該項(xiàng)目使用了來自類似項(xiàng)目的基帶差分放大器和DAC重建濾波器，并已在線記錄詳細(xì)信息。6每個(gè)過濾器為 5 個(gè)千階，通帶平坦度<< 0.5dB，同時(shí)在奈奎斯特鏡像頻率（190kHz 或更高）下提供至少 35dB 的衰減。

測(cè)試結(jié)果

上述系統(tǒng)的測(cè)試結(jié)果（NBFM設(shè)計(jì)示例）如下所示。IQ 調(diào)制器是工廠演示板上的 LTC5599，除多相中心頻率寄存器設(shè)置為使用中的 LO 頻率 439.44 MHz 外，所有寄存器均處于默認(rèn)狀態(tài)。

圖2.FM 調(diào)制器的測(cè)試設(shè)置。

矢量信號(hào)分析儀（VSA）是測(cè)試調(diào)制精度的理想儀器。對(duì)于此測(cè)試，VSA用于解調(diào)IQ調(diào)制器輸出，如圖2所示。VSA 處于模擬解調(diào)模式，顯示相對(duì)于時(shí)間的瞬時(shí) FM，或解調(diào) FM 波形的 FFT。

圖3和圖4說明了該設(shè)計(jì)可能實(shí)現(xiàn)的出色線性度。在這兩個(gè)圖中，ADC的輸入峰峰值幅度保持不變，我們觀察到輸出調(diào)制深度也保持不變。

圖5和圖6說明了在調(diào)整調(diào)制器寄存器以最小化損傷之前和之后，模擬FM輸出的FFT對(duì)于揭示雜散產(chǎn)物至關(guān)重要。如前所述，基帶驅(qū)動(dòng)幅度略有減小將減少高階雜散產(chǎn)物。對(duì)于許多基本應(yīng)用，無需調(diào)整寄存器。

圖7顯示目前的頻率誤差約為96 Hz。這是由于ADC輸出端的直流失調(diào)誤差造成的。在本示例設(shè)計(jì)中，1 LSB 貢獻(xiàn) ΔF= 196 kHz / 211= 95.7 Hz. 通過在FIR濾波器中加入高通響應(yīng)，可以消除失調(diào)。該圖還顯示了大約3 Hz rms的總殘余FM，即由于LO的實(shí)驗(yàn)室級(jí)信號(hào)發(fā)生器。板載單芯片PLL解決方案將展示更多。圖中的噪聲尖峰是隨機(jī)出現(xiàn)的，據(jù)信是由于ADC失調(diào)略大于1 LSB，但小于2 LSB。

圖8顯示了RF輸出功率和頻譜。射頻輸出功率約為+0.6dBm。平均用于顯示DAC鏡像雜散產(chǎn)物的電平，在本例中約為-70dBc。通過略微增加 RefClk 頻率，可以輕松實(shí)現(xiàn)進(jìn)一步的降低。

圖3.VSA 提供調(diào)制器輸出的模擬 FM 解調(diào)。用于說明線性度的三角形波形。調(diào)頻速率= 400Hz。偏差= ±5.3kHz。

圖4.調(diào)制器輸出的另一個(gè)VSA解調(diào)。FM波形=正弦波，速率= 1kHz，偏差= ±5.3kHz。

圖5.VSA FM 解調(diào)后 1kHz 正弦波的 FFT。偏差= 5.3kHz。FFT揭示了在NBFM語(yǔ)音應(yīng)用中可以聽到的噪聲和失真產(chǎn)物。IQ 調(diào)制器增益、LO 泄漏和 IR 寄存器保持出廠默認(rèn)值。

圖6.VSA FM解調(diào)后相同信號(hào)的FFT，以及調(diào)整調(diào)制器LO泄漏和IR寄存器后。帶內(nèi)音頻雜散下降~15dB。

圖7.使用 VSA 模擬 FM 解調(diào)在調(diào)制器輸出端測(cè)量的殘余 FM 噪聲。還顯示了由于ADC直流偏移引起的約96 Hz頻移。

圖8.來自 IQ 調(diào)制器的射頻輸出頻譜。跡線平均= 10有助于顯示DAC鏡像雜散的電平，與載波偏移約±190kHz。

結(jié)論

用于模擬 FM 應(yīng)用的低功耗調(diào)制器可實(shí)現(xiàn)出色的 FM 調(diào)制精度。對(duì)于音頻等低帶寬應(yīng)用，可以使用MCU來計(jì)算FM基帶矢量。IQ 調(diào)制器內(nèi)的直流偏移和鏡像抑制寄存器允許進(jìn)行調(diào)整以獲得最佳性能。

審核編輯：郭婷