本期，我們將介紹雙向 CLLLC 諧振轉(zhuǎn)換器的詳細(xì)知識(shí)

諸如雙向電容-電感-電感-電感-電容 (CLLLC) 的單級(jí)隔離式轉(zhuǎn)換器，是儲(chǔ)能系統(tǒng) (ESS) 中常見的轉(zhuǎn)換器類型，用于節(jié)省系統(tǒng)成本并提高功率密度。CLLLC 的增益曲線更平坦，但是當(dāng)開關(guān)頻率 (fs) 高于串聯(lián)諧振頻率 (fr) 時(shí)，增益曲線會(huì)變得過度平坦。變壓器和 MOSFET 的寄生電容也會(huì)顯著影響轉(zhuǎn)換器增益[1]，這將導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器的輸出電壓超出穩(wěn)壓范圍。在本期電源設(shè)計(jì)要點(diǎn)中，我將介紹一種 CLLLC 控制算法和一種同步整流器 (SR) 控制方法，以消除這種非線性，并使用 3.6kW 原型轉(zhuǎn)換器來驗(yàn)證性能。圖 1是住宅 ESS 的方框圖。

圖 1 具有雙向功率因數(shù)校正 (PFC)/逆變器、雙向 DC/DC 轉(zhuǎn)換器和最大功率點(diǎn)跟蹤 (MPPT) 的住宅 ESS 方框圖。

控制級(jí)中的設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)

圖 2 展示了具有寄生電容器的全橋 CLLLC 諧振轉(zhuǎn)換器的電路拓?fù)洹４送負(fù)溆蓪?duì)稱諧振回路和全橋結(jié)構(gòu)組成。

圖 2 具備寄生電容器的全橋 CLLLC 轉(zhuǎn)換器的電路拓?fù)洹?/p>

圖 3 展示了 CLLLC 的理想增益曲線。與 LLC 轉(zhuǎn)換器類似，變頻控制是適用于 CLLLC 諧振轉(zhuǎn)換器的常用控制方案。

圖 3 使用變頻控制的理想 CLLLC 增益曲線。

如前所述，當(dāng) fs超過 fr時(shí)，增益曲線是平坦的。此外，隨著功率等級(jí)增加，轉(zhuǎn)換器需要在電池側(cè)并聯(lián)更多 FET 以處理更大的電流，這意味著輸出全橋 FET 上的輸出電容 (Coss) 將非常大?？紤]到變壓器繞組間電容和 Coss的寄生參數(shù)，高頻率下的非單調(diào)增益曲線現(xiàn)象明顯，這一現(xiàn)象與輕載條件相對(duì)應(yīng)，如 圖 4 所示。

圖 4 考慮寄生參數(shù)的 CLLLC 增益曲線，

例如變壓器繞組間電容和 Coss。

在這種情況下，頻率控制沒有作用。打嗝模式是一種解決 CLLLC 諧振轉(zhuǎn)換器非單調(diào)特性的常用方法，但該方法不適用于電池應(yīng)用，因?yàn)檗D(zhuǎn)換器需要在電池電壓較低時(shí)提供高電流。脈寬調(diào)制 (PWM) 和相移控制可以解決該問題，但 PWM 控制將使晶體管在硬開關(guān)狀態(tài)下工作，導(dǎo)致效率降低且工作頻率受到限制。因此，相移控制是更好的選擇。

控制邏輯

圖 5 展示了頻率和相移混合控制的方案圖表。啟動(dòng)期間電池電壓較低，因此轉(zhuǎn)換器需要使用低充電電流進(jìn)行軟啟動(dòng)，以便限制高電流峰值并延長(zhǎng)電池壽命。如果諧振電感值或頻率不夠高，則在高頻下軟啟動(dòng)的效果有限。當(dāng)電池充電至接近滿電量時(shí)，它將以小電流涓流充電并保持恒定電壓。這兩種情況都對(duì)應(yīng)于轉(zhuǎn)換器的輕負(fù)載條件。在輕負(fù)載條件下，輸出電壓往往會(huì)因寄生電容而上升，并最終可能根據(jù)之前的分析超出穩(wěn)壓范圍；相移控制有助于在此狀態(tài)下調(diào)節(jié)輸出電壓。控制器的計(jì)算結(jié)果決定了轉(zhuǎn)換器是否需要進(jìn)入相移模式。

圖 5 不同充電狀態(tài)下的控制方案。請(qǐng)注意，啟動(dòng)期間電池電壓較低，因此轉(zhuǎn)換器需要以低充電電流進(jìn)行軟啟動(dòng)，以限制電流尖峰并延長(zhǎng)電池壽命。

圖 6 展示了頻率和相移之間的調(diào)制切換。當(dāng)負(fù)載降低時(shí)，頻率將增加以調(diào)節(jié)輸出電壓。如果計(jì)算得出的最大頻率高于設(shè)置值，轉(zhuǎn)換器將進(jìn)入相移調(diào)制；當(dāng)負(fù)載增加時(shí)，相移角將減小以便調(diào)節(jié)輸出電壓。當(dāng)相移角降至零時(shí)，轉(zhuǎn)換器將再次進(jìn)入頻率模式。

圖 6 頻率與相移模式之間的控制方案。當(dāng)負(fù)載減小且相移角為零時(shí)，頻率將增加以調(diào)節(jié)輸出電壓（頻率模式）。如果最大頻率高于設(shè)置值，則相移角會(huì)減小以調(diào)節(jié)輸出電壓（相移模式）。

寄生電容引起的一些問題

MOSFET 的 Coss在相移模式下也會(huì)產(chǎn)生這種影響；槽電流將與這些電容器一起振蕩，如 圖 7 所示。

圖 7 開環(huán)相移模式下的槽電流波形。

圖 8 繪制了在考慮和不考慮 MOSFET Coss的情況下，CLLLC 轉(zhuǎn)換器的增益比較圖。根據(jù)圖中所示，增益曲線中會(huì)出現(xiàn)波動(dòng)。在這種情況下，控制器可能會(huì)在閉環(huán)控制下將相移角調(diào)整到錯(cuò)誤方向，從而導(dǎo)致較大的電流峰值。

圖 8 使用和不使用 COSS時(shí)相移模式下的增益曲線。

增益問題解決方案

為了消除增益的非單調(diào)性，采用 圖 9 中所示的 SR 控制可以解決該問題。在諧振回路電流振蕩期間，同時(shí)導(dǎo)通兩個(gè)上部或兩個(gè)下部 SR 開關(guān)會(huì)暫時(shí)短接變壓器的次級(jí)繞組，因此 Coss不會(huì)參與諧振。

圖 9 提出的用于消除增益非單調(diào)性的 SR 控制方案。

圖 10 展示了測(cè)試結(jié)果；與圖 8 相比沒有產(chǎn)生振蕩。有關(guān)更詳細(xì)的分析和測(cè)試結(jié)果，請(qǐng)參閱參考[2]。

圖 10 使用建議的控制方案（灰線）時(shí)相移模式下的增益曲線。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果

原型[3]使用此控制方案來驗(yàn)證性能。圖 11 顯示了軟啟動(dòng)波形，圖 12 顯示了使用建議的控制方案時(shí)，在相移模式下的諧振回路電流波形。

圖 11 相移軟啟動(dòng)，輸出功率為 750 W。

圖 12 使用建議方案時(shí)，相移模式下的諧振回路電流波形。

圖 13 和 圖 14 展示了頻率/相移調(diào)制開關(guān)測(cè)試。根據(jù)測(cè)試波形，啟動(dòng)電流限制在 28A 以內(nèi)，輸出功率為 750W。諧振回路電流不會(huì)出現(xiàn)振蕩，并且轉(zhuǎn)換器可以在不同的工作條件下平穩(wěn)地更改調(diào)制。

圖 13 相移和頻率調(diào)制開關(guān)：5A 負(fù)載的頻率模式。

圖 14 相移和頻率調(diào)制開關(guān)：負(fù)載為 1A 的相移模式。

結(jié)語

建議的頻率和相移混合控制方案限制了啟動(dòng)階段的浪涌電流，并使增益在輕負(fù)載條件下呈線性。轉(zhuǎn)換器可以在頻率調(diào)制和相移調(diào)制之間平穩(wěn)切換。此外，相移控制還會(huì)引入非單調(diào)增益問題，并使具有較大 COSS的設(shè)計(jì)中的電流出現(xiàn)振蕩。建議的 SR 控制方法有助于解決電流振蕩問題并使增益保持單調(diào)。

參考資料

Lee、Byoung-Hee、Moon-Young Kim、Chong-Eun Kim、Ki-Bum Park 和 Gun-Woo Moon，“Analysis of LLC Resonant Converter Considering Effects of Parasitic Components”。發(fā)表于 INTELEC 2009 — 第 31 屆國(guó)際電信能源會(huì)議，韓國(guó)仁川，2009 年 10 月 18-22 日，第 1-6 頁。

Tai、Will、Guangzhi Cui 和 Sheng-Yang Yu、“Gain Optimization Control Method for CLLLC Resonant Converters Under Phase Shift Mode.”發(fā)表于 PCIM Europe 2024；電力電子、智能運(yùn)動(dòng)、可再生能源和能源管理國(guó)際展覽與會(huì)議、德國(guó) Nürnberg，2024 年 6 月 11 - 13 日，第 2513 - 2518 頁。

Cui、Guangzhi。n.d.“3.6kW 雙向 CLLLC 諧振轉(zhuǎn)換器參考設(shè)計(jì)”。德州儀器 (TI) 參考設(shè)計(jì)編號(hào) PMP41042。2024 年 11 月 6 日訪問。