深度剖析MAX20812：高效雙輸出降壓開關穩(wěn)壓器的卓越之選

在電子設計的領域中，電源管理芯片的性能直接影響著整個系統(tǒng)的穩(wěn)定與效率。今天，我們就來深入了解一款備受矚目的雙輸出降壓開關穩(wěn)壓器——MAX20812。

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一、產(chǎn)品概述

MAX20812/MAX20812T是高度集成的高效雙輸出降壓DC - DC開關穩(wěn)壓器，輸入電壓范圍為2.7V至16V，每個輸出電壓可在0.5V至5.8V之間調(diào)節(jié)，單輸出電流最大可達6A。值得一提的是，MAX20812可將兩個輸出并聯(lián)，作為單輸出雙相穩(wěn)壓器，支持高達12A的負載電流。

產(chǎn)品特性亮點

1. 高功率密度與低元件數(shù)量：采用緊湊的3.5mm x 4.6mm、21引腳FC2QFN封裝，在有限的空間內(nèi)實現(xiàn)高效的功率轉換，減少了外部元件的使用，降低了設計成本和電路板面積。
2. 雙輸出或雙相操作：用戶可根據(jù)實際需求靈活配置，既可以作為獨立的雙輸出穩(wěn)壓器，為不同的負載提供穩(wěn)定的電壓；也可以將兩個輸出并聯(lián)，實現(xiàn)更高的負載電流能力。
3. 單電源操作與集成LDO：集成了LDO用于偏置生成，同時還可選擇2.5V至5.5V的外部偏置，進一步提高效率。
4. 寬工作范圍：輸入電壓范圍為2.7V至16V，輸出電壓范圍為0.5V至5.8V，適用于多種不同的應用場景。
5. 可配置開關頻率：開關頻率可在500kHz至3.0MHz之間配置，工程師可以根據(jù)具體應用需求，在解決方案尺寸和性能之間進行優(yōu)化。
6. 多種保護功能：集成了正、負過流保護、輸出過壓保護和過溫保護等多種保護功能，確保了設計的可靠性和穩(wěn)定性。

二、技術細節(jié)分析

控制架構

MAX20812/MAX20812T采用固定頻率、峰值電流模式控制架構。每個控制回路包含誤差放大器、內(nèi)部電壓環(huán)路補償網(wǎng)絡、電流檢測、內(nèi)部斜率補償和PWM調(diào)制器。固定的0.5V參考電壓（VREF）與檢測到的輸出電壓的差值經(jīng)過誤差放大器放大，其輸出電壓（VERR）作為電壓環(huán)路補償網(wǎng)絡的輸入，補償網(wǎng)絡的輸出（VCOMP）與電流檢測信號（VISENSE）和斜率補償（VRAMP）一起輸入到PWM比較器，最終生成PWM信號驅(qū)動高低側MOSFET。

先進調(diào)制方案（AMS）

AMS是MAX20812/MAX20812T的一大特色，它提供了可選的先進調(diào)制方案，能顯著改善動態(tài)負載瞬態(tài)響應。與傳統(tǒng)的固定頻率PWM方案相比，AMS允許在前沿和后沿進行調(diào)制，在大負載瞬變時實現(xiàn)快速的開關響應，減少了輸出電容的電流需求，同時可以擴展系統(tǒng)閉環(huán)帶寬而不損失相位裕度，從而最小化輸出電容。

不連續(xù)電流模式（DCM）操作

DCM操作可提高輕載效率。當VDDH比所需的VOUT至少高2V時，設備可進入DCM模式。設備通過DCM電流檢測比較器監(jiān)測電感谷值電流，在輕載時，若電感谷值電流連續(xù)48個周期低于DCM比較器閾值，設備無縫過渡到DCM模式，隨著負載降低，開關頻率也會降低。當電感谷值電流高于100mA時，設備回到CCM模式。

主動電流平衡

在MAX20812配置為雙相操作時，具備主動電流平衡功能，可在兩個相電流之間實現(xiàn)增強的動態(tài)電流共享或平衡。即使在負載階躍頻率接近開關頻率或其諧波時，也能在負載瞬變期間保持電流平衡。主動電流平衡電路通過調(diào)整各個相電流控制信號，將相電流不平衡降至最低。

內(nèi)部線性穩(wěn)壓器

MAX20812內(nèi)部包含一個1.8V線性穩(wěn)壓器，VCC上的1.8V電壓默認從VDDH1引腳獲取。為提高效率，建議在LDOIN引腳施加2.5V至5.5V的外部偏置輸入電源，使VCC上的1.8V電壓從LDOIN引腳轉換而來。LDOIN引腳可連接到輸出電壓（若輸出電壓在2.5V至5.5V范圍內(nèi)），并且在調(diào)節(jié)過程中可隨時施加或移除該偏置輸入電源，而不影響調(diào)節(jié)。

啟動和關機

當AVDD引腳電壓高于其上升UVLO閾值時，設備進行初始化程序，檢測雙輸出或雙相操作模式，讀取PGM_引腳的配置電阻。初始化完成后，檢測VDDH UVLO和EN_狀態(tài)，當兩者都高于上升閾值時，開始軟啟動并啟用開關，輸出電壓開始上升。軟啟動斜坡時間為3ms，若沒有故障，軟啟動斜坡完成后，開漏PGOOD_引腳釋放低電平。在運行過程中，若VDDH UVLO或EN_低于閾值，開關立即停止，PGOOD_引腳拉低，輸出電壓由負載電流放電。

故障處理

1. 輸入欠壓鎖定（VDDH UVLO）：內(nèi)部UVLO電路監(jiān)測VDDH，當輸入電源電壓低于UVLO閾值時，設備停止開關并將PGOOD_引腳拉低。若VDDH UVLO狀態(tài)清除，設備在20ms的打嗝保護時間后重啟。
2. 輸出過壓保護（OVP）：軟啟動斜坡完成后，監(jiān)測SNSP_上的反饋電壓，若反饋電壓超過OVP閾值且超過OVP去毛刺濾波延遲，設備停止開關并將PGOOD_引腳拉低。若OVP狀態(tài)清除，設備在20ms的打嗝保護時間后重啟。在雙輸出操作模式下，一個輸出的OVP不影響另一個輸出的操作。
3. 正過流保護（POCP）：設備的峰值電流模式控制架構提供了固有的電流限制和短路保護。在每個開關周期內(nèi)，持續(xù)監(jiān)測電感電流，當電感峰值電流超過POCP閾值時，設備關閉高側MOSFET并打開低側MOSFET，使電感電流通過輸出電壓放電。使用一個上下計數(shù)器累積連續(xù)POCP事件的數(shù)量，若計數(shù)器超過1024，設備停止開關并將PGOOD_引腳拉低。設備在20ms的打嗝保護時間后重啟。在雙輸出操作模式下，一個輸出的POCP不影響另一個輸出的操作。
4. 負過流保護（NOCP）：針對電感谷值電流，設備具有負過流保護。NOCP閾值為POCP閾值的 - 83%。在每個開關周期內(nèi)，當電感電流超過NOCP閾值時，設備關閉低側MOSFET并打開高側MOSFET 180ns，使電感電流通過輸入電壓充電。同樣使用上下計數(shù)器累積連續(xù)NOCP事件的數(shù)量，若計數(shù)器超過1024，設備停止開關并將PGOOD_引腳拉低。設備在20ms的打嗝保護時間后重啟。在雙輸出操作模式下，一個輸出的NOCP不影響另一個輸出的操作。
5. 過溫保護（OTP）：過溫保護閾值為 + 155°C，具有20°C的滯后。若在運行過程中結溫達到OTP閾值，設備停止開關并將PGOOD_引腳拉低。OTP狀態(tài)清除后，設備重啟。

引腳編程

MAX20812/MAX20812T有三個編程引腳（PGM0、PGM1和PGM2），通過連接從PGM_引腳到AGND的引腳電阻，在啟動初始化時讀取其值，從而設置設備的一些關鍵配置。PGM0選擇適用于兩個輸出的通用設置（AMS和開關頻率）；在雙輸出操作模式下，PGM1選擇OUTPUT1的POCP和內(nèi)部補償參數(shù)，PGM2選擇OUTPUT2的POCP和內(nèi)部補償參數(shù)；在雙相操作模式下，POCP和內(nèi)部補償參數(shù)僅由PGM1選擇。

三、參考設計步驟

輸出電壓感測

MAX20812/MAX20812T內(nèi)部有0.5V參考電壓，當所需輸出電壓高于0.5V時，需使用電阻分壓器RFB1和RFB2來感測輸出電壓。建議RFB2的值不超過5kΩ，電阻分壓器比例由公式(V{OUT }=V{REF } times(1+frac{R{FB 1}}{R{FB 2}}))計算。

開關頻率選擇

開關頻率可在500kHz至3MHz之間選擇。對于注重解決方案尺寸的應用，建議選擇較高的開關頻率，以減小輸出LC濾波器的數(shù)值和尺寸；對于注重效率和散熱的應用，建議選擇較低的開關頻率，以減少開關損耗。同時，要確保所選頻率不違反最小可控導通時間和最小可控關斷時間的限制，最大推薦開關頻率由公式(f{SWMAX }=MIN{frac{V{OUT }}{t{ONMIN } × V{DDHMAX }}, frac{V{D D H M N}-V{OUT }}{t{OFFMIN } × V{D D H M N}}})計算。

輸出電感選擇

輸出電感對穩(wěn)壓器的整體尺寸、成本和效率有重要影響。為提高電流環(huán)路抗噪性，通常選擇電感電流紋波至少為1A的電感，電感值由公式(L=frac{V{OUT }(V{D D H}-V{OUT })}{V{D D H} × I{RIPPLE } × f{S W}})計算。同時，要確保所選電感能保證最大負載電流的傳輸，考慮到POCP比較器觸發(fā)到高側MOSFET關斷的去毛刺延遲，調(diào)整后的POCP閾值由公式(POCP{ADJUST }=POCP+frac{(V{D D H}-V{OUT }) × t{POCP }}{L})計算，并且要驗證正常運行時的電感峰值電流不超過最小調(diào)整后的POCP閾值。

輸出電容選擇

輸出電容的選擇主要考慮輸出電壓紋波和負載瞬變時的最大允許輸出電壓過沖和下沖。滿足輸出電壓紋波要求的最小輸出電容由公式(C{OUT } geq frac{I{RIPPLE }}{8 × N × f{SW} times(V{OUTRIPPLE }-ESR × I{RIPPLE })})計算；考慮負載瞬變的最小輸出電容由公式(C{OUT } geq MAX{frac{(frac{Delta I}{N}+frac{I{RIPPLE }}{2})^{2} × L × N}{2 × Delta V{OUT } times(V{D D H}-V{OUT })}, frac{(frac{Delta I}{N}+frac{I{RIPPLE }}{2})^{2} × L × N}{2 × Delta V{OUT } × V_{OUT }}})計算。

輸入電容選擇

輸入電容的選擇由輸入電壓紋波要求決定。在雙輸出操作模式下，輸入電容由兩個輸出共享，最小所需輸入電容由公式(C{I N} geq MAX{frac{I{OUT1 ( MAX)} × V{OUT 1}}{f{SW 1} × V{D D H} × V{INPP }}, frac{I{OUT 2(MAX) } × V{OUT 2}}{f{SW 2} × V{D D H} × V{INPP }}})計算；在雙相操作模式下，最小所需輸入電容由公式(C{IN} geq frac{I{OUT(MAX) } × V{OUT }}{2 × f{SW} × V{D D H} × V_{INPP }})計算。此外，還需在每個VDDH_引腳旁邊放置0.1μF和1μF的高頻去耦電容，以抑制高頻開關噪聲。

內(nèi)部補償選擇

1. 電壓環(huán)路增益：為保證穩(wěn)定性，建議電壓環(huán)路帶寬（BW）低于開關頻率的1/5。對于使用MLCC輸出電容的情況，電壓環(huán)路BW可由公式(B W=frac{N × frac{R{FB 2}}{R{FB 2}+R{FB 1}} × frac{R{VGA}}{10 k Omega}}{2 pi × 20 m Omega × C_{OUT }})估算，其中RVGA由PGM_引腳電阻選擇的開關頻率和電壓環(huán)路增益乘數(shù)設置。
2. 斜率補償：當占空比高于50%時，應用斜率補償以保證電流環(huán)路穩(wěn)定性；對于占空比小于50%的應用，也建議應用斜率補償以提高電流環(huán)路抗噪性。最小和最大斜率補償值由公式(frac{V{OUT }}{L} × C{SLOPE } × frac{1.6 Omega}{25} leq SLOPE leq frac{V{IN } × f{SW} × C{SLOPE }}{V{OUT }}[800 mV-(frac{I{OUTMAX }}{N}+frac{I{RIPPLE }}{2}) × frac{1.6 Omega}{25}])計算，其中CSLOPE = 5pF。MAX20812/MAX20812T的斜率補償選項可通過PGM1和PGM2上的電阻值選擇。

四、PCB布局指南

1. 電源接地層：為了電氣和散熱考慮，PCB的頂層和底層的第二層應預留為電源接地（PGND）平面。
2. 輸入去耦電容：輸入去耦電容應盡可能靠近IC，且距離VDDH_引腳不超過40密耳。
3. VCC去耦電容：VCC去耦電容應連接到PGND，并盡可能靠近VCC引腳放置。
4. 模擬接地：使用模擬接地銅多邊形或島連接所有模擬控制信號接地，該“安靜”的模擬接地銅多邊形或島應通過靠近AGND引腳的單個連接連接到PGND，可作為控制信號（PGM和SNSP）的屏蔽和接地參考。
5. AVDD去耦電容：AVDD去耦電容應連接到AGND，并盡可能靠近AVDD引腳放置。
6. 升壓電容：升壓電容應盡可能靠近LX_和BST_引腳，與IC在PCB的同一側。
7. 反饋電阻分壓器和補償網(wǎng)絡：反饋電阻分壓器和可選的外部補償網(wǎng)絡應靠近IC放置，以減少噪聲注入。
8. 電壓感測線：電壓感測線應通過接地平面屏蔽，并遠離開關節(jié)點和電感。
9. 過孔：對于所有承載高電流的路徑和散熱路徑，建議使用多個過孔。
10. 元件布局：輸入電容和輸出電感應靠近IC放置，連接到這些元件的走線應盡可能短而寬，以最小化寄生電感和電阻。

五、總結

MAX20812以其豐富的功能、靈活的配置和高效的性能，為電子工程師在電源管理設計中提供了一個優(yōu)秀的選擇。通過合理的參考設計和精心的PCB布局，能夠充分發(fā)揮其優(yōu)勢，滿足各種不同應用場景的需求。在實際設計過程中，工程師們需要根據(jù)具體的設計要求，仔細選擇各項參數(shù)，確保系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性。大家在使用MAX20812進行設計時，有沒有遇到過什么特別的挑戰(zhàn)呢？歡迎在評論區(qū)分享你的經(jīng)驗和見解。