深入剖析ADP1851：高性能同步降壓DC - DC控制器的設(shè)計(jì)與應(yīng)用

在電子設(shè)計(jì)領(lǐng)域，電源管理是至關(guān)重要的一環(huán)。今天我們要深入探討的ADP1851，是一款由ADI公司推出的寬范圍輸入、同步降壓DC - DC控制器，它在眾多應(yīng)用場(chǎng)景中展現(xiàn)出了卓越的性能。

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1. 產(chǎn)品概述

ADP1851具備諸多令人矚目的特性。其輸入電壓范圍為2.75 V至20 V，輸出電壓范圍是0.6 V至90% VIN，最大輸出電流超過25 A。采用電流模式架構(gòu)，還可配置為電壓模式，在溫度范圍內(nèi)輸出電壓精度可達(dá)±1%，支持電壓跟蹤功能。此外，它的可編程頻率范圍為200 kHz至1.5 MHz，具備同步輸入、輕載節(jié)能模式、精確使能輸入、帶內(nèi)部上拉電阻的電源良好指示、可調(diào)節(jié)軟啟動(dòng)、可編程電流檢測(cè)增益、集成自舉二極管等特點(diǎn)，能啟動(dòng)預(yù)充電負(fù)載，還具有外部可調(diào)斜率補(bǔ)償功能，適用于任何輸出電容，并且提供過壓、過流限制保護(hù)和熱過載保護(hù)。封裝形式為16引腳、4 mm × 4 mm的LFCSP，同時(shí)得到ADIsimPower設(shè)計(jì)工具的支持。

2. 應(yīng)用領(lǐng)域

ADP1851適用于需要排序和跟蹤的中間總線和負(fù)載點(diǎn)（POL）系統(tǒng)，廣泛應(yīng)用于電信基站和網(wǎng)絡(luò)、工業(yè)與儀器儀表、醫(yī)療保健等領(lǐng)域。這些領(lǐng)域?qū)﹄娫吹姆€(wěn)定性、效率和精度都有較高要求，ADP1851憑借其出色的性能能夠很好地滿足這些需求。

3. 工作原理

3.1 控制架構(gòu)

ADP1851基于固定頻率、模擬峰值電流模式的PWM控制架構(gòu)。電感電流通過測(cè)量外部低端MOSFET的RDSON或串聯(lián)在低端MOSFET源極與電源地之間的檢測(cè)電阻上的電壓降來進(jìn)行檢測(cè)。在開關(guān)周期的關(guān)斷期間檢測(cè)電流，并通過內(nèi)部電流檢測(cè)放大器進(jìn)行處理。電流檢測(cè)放大器的增益在控制器上電初始化且設(shè)備開始開關(guān)之前可編程為3 V/V、6 V/V或12 V/V。模擬電流斜坡在IC內(nèi)部生成，可通過RAMP引腳進(jìn)行編程?？刂七壿嫶_保了內(nèi)部驅(qū)動(dòng)器和外部MOSFET的防直通操作，從而限制了交叉?zhèn)鲗?dǎo)。

3.2 振蕩器頻率

內(nèi)部振蕩器頻率范圍為200 kHz至1.5 MHz，由FREQ引腳的外部電阻RFREQ設(shè)置。常見的fosc值可參考相關(guān)表格，對(duì)于未列出的頻率，可通過經(jīng)驗(yàn)公式[R{FREQ}(kΩ)=96,568 × f{OSC}(kHz)^{-1.065}]計(jì)算RFREQ的值。

3.3 同步功能

ADP1851的開關(guān)頻率可通過連接到SYNC引腳的外部時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行同步。內(nèi)部振蕩器頻率需設(shè)置為接近外部時(shí)鐘頻率，外部時(shí)鐘頻率可在內(nèi)部時(shí)鐘設(shè)置的0.85×至1.3×之間變化。同步后，ADP1851工作在PWM模式。若外部SYNC信號(hào)消失，它將恢復(fù)到內(nèi)部振蕩器。使用SYNC功能時(shí)，建議從SYNC到VCCO連接上拉電阻，以確保在SYNC信號(hào)丟失時(shí)繼續(xù)以PWM模式運(yùn)行。

3.4 PWM和脈沖跳過模式

SYNC引腳是多功能引腳，連接到VCCO或高電平時(shí)啟用PWM模式，連接到地或浮空時(shí)啟用脈沖跳過模式。在輕載時(shí)，脈沖跳過模式可降低開關(guān)頻率，提高效率，但輸出紋波會(huì)比固定頻率的強(qiáng)制PWM模式大。當(dāng)輸出負(fù)載大于脈沖跳過閾值電流時(shí)，ADP1851退出脈沖跳過模式，進(jìn)入固定頻率的不連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM），負(fù)載進(jìn)一步增加時(shí)進(jìn)入連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）。

3.5 同步整流和死區(qū)時(shí)間

ADP1851的防直通電路監(jiān)測(cè)DH到SW和DL到PGND的電壓，調(diào)整高低端驅(qū)動(dòng)器，確保先斷后通的開關(guān)操作，避免高低端MOSFET之間的交叉?zhèn)鲗?dǎo)。死區(qū)時(shí)間不是固定的，取決于MOSFET的開關(guān)速度。在典型應(yīng)用中，使用輸入電容約為3 nF的中等尺寸MOSFET時(shí)，典型死區(qū)時(shí)間約為25 ns。

3.6 輸入欠壓鎖定

當(dāng)VIN引腳的偏置輸入電壓低于典型的欠壓鎖定（UVLO）閾值2.65 V時(shí)，開關(guān)驅(qū)動(dòng)器保持不活動(dòng)狀態(tài)。若EN為高電平，且VIN引腳電壓超過UVLO閾值，控制器開始開關(guān)。

3.7 內(nèi)部線性穩(wěn)壓器

內(nèi)部線性穩(wěn)壓器是低壓差（LDO）VCCO，為內(nèi)部控制電路和柵極驅(qū)動(dòng)器供電。它保證有超過200 mA的輸出電流能力，足以滿足典型邏輯閾值MOSFET在高達(dá)1.5 MHz驅(qū)動(dòng)時(shí)的柵極驅(qū)動(dòng)器要求。VCCO始終處于活動(dòng)狀態(tài)，不能通過EN信號(hào)關(guān)閉，但過熱保護(hù)事件會(huì)使LDO和控制器一起禁用。建議用1 μF或更大的電容將VCCO旁路到AGND。

3.8 過壓保護(hù)

ADP1851在FB節(jié)點(diǎn)有內(nèi)置的過壓檢測(cè)電路。當(dāng)FB電壓VFB超過過壓閾值時(shí)，高端N溝道MOSFET關(guān)斷，低端NMOSFET導(dǎo)通，直到VFB降至欠壓閾值以下。若過壓條件未消除，控制器將反饋電壓維持在過壓和欠壓閾值之間，輸出調(diào)節(jié)在典型的±8%的調(diào)節(jié)電壓范圍內(nèi)。過壓事件發(fā)生時(shí)，SS/TRK節(jié)點(diǎn)通過內(nèi)部3 kΩ下拉電阻放電。當(dāng)FB電壓降至欠壓閾值以下時(shí)，軟啟動(dòng)序列重新開始。

3.9 電源良好指示

PGOOD引腳是開漏NMOSFET，內(nèi)部有一個(gè)12.5 kΩ的上拉電阻連接到VCCO。正常運(yùn)行時(shí)PGOOD內(nèi)部上拉到VCCO，觸發(fā)時(shí)為低電平有效。當(dāng)反饋電壓VFB超過過壓閾值或低于欠壓閾值時(shí)，PGOOD輸出在延遲12 μs后被拉至地。過壓或欠壓條件必須至少存在10 μs，PGOOD才會(huì)變?yōu)橛行АＨ魴z測(cè)到熱過載條件，PGOOD輸出也會(huì)變?yōu)橛行А?/p>

3.10 短路和電流限制保護(hù)

當(dāng)輸出短路或輸出電流連續(xù)八個(gè)周期超過由電流限制設(shè)置電阻（ILIM和SW之間）設(shè)置的電流限制時(shí)，ADP1851關(guān)閉高低端驅(qū)動(dòng)器，并每10 ms重新啟動(dòng)軟啟動(dòng)序列，即打嗝模式。過流或短路事件發(fā)生時(shí)，SS節(jié)點(diǎn)通過內(nèi)部3 kΩ電阻放電至零。

3.11 使能/禁用控制

EN引腳用于啟用或禁用ADP1851控制器，典型的精確使能閾值為0.63 V。當(dāng)EN電壓高于閾值電壓時(shí)，控制器啟用并在內(nèi)部振蕩器、參考、設(shè)置和軟啟動(dòng)周期初始化后開始正常運(yùn)行。當(dāng)EN電壓降至閾值電壓以下約30 mV（滯后）時(shí)，ADP1851中的驅(qū)動(dòng)器和內(nèi)部控制器電路關(guān)閉。初始設(shè)置仍然有效，因此重新啟用控制器不會(huì)改變?cè)O(shè)置，除非VIN引腳的電源循環(huán)。此外，EN信號(hào)不會(huì)關(guān)閉VCCO處的LDO穩(wěn)壓器，當(dāng)VIN高于UVLO閾值時(shí)，LDO始終處于活動(dòng)狀態(tài)。

3.12 熱過載保護(hù)

ADP1851有內(nèi)部溫度傳感器，當(dāng)芯片結(jié)溫達(dá)到約155°C時(shí)，進(jìn)入熱關(guān)斷狀態(tài)，轉(zhuǎn)換器關(guān)閉，SS/TRK引腳通過內(nèi)部3 kΩ電阻放電至零，同時(shí)VCCO放電至零。當(dāng)結(jié)溫降至135°C以下時(shí)，經(jīng)過軟啟動(dòng)序列后恢復(fù)正常運(yùn)行。

4. 設(shè)計(jì)要點(diǎn)

4.1 輸出電壓設(shè)置

使用從輸出到FB的電阻分壓器設(shè)置輸出電壓。對(duì)于RBOT，使用1 kΩ至20 kΩ的電阻。通過公式[R{TOP}=R{BOT}left(frac{V{OUT}-V{FB}}{V_{FB}}right)]選擇RTOP來設(shè)置輸出電壓，其中VFB為反饋調(diào)節(jié)閾值，為0.6 V。

4.2 軟啟動(dòng)

軟啟動(dòng)周期由SS和AGND之間的外部電容設(shè)置。軟啟動(dòng)功能限制輸入浪涌電流并防止輸出過沖。當(dāng)EN啟用時(shí)，6.5 μA的電流源開始對(duì)電容充電，當(dāng)SS電壓達(dá)到0.6 V時(shí)達(dá)到調(diào)節(jié)電壓。軟啟動(dòng)時(shí)間近似為[t{SS}=frac{0.6 V}{6.5 μA}C{SS}]。當(dāng)控制器禁用時(shí)，軟啟動(dòng)電容通過內(nèi)部3 kΩ下拉電阻放電。

4.3 電流限制設(shè)置

電流限制比較器通過測(cè)量低端MOSFET兩端的電壓來確定負(fù)載電流。電流限制由ILIM和SW之間的外部電流限制電阻RILIM設(shè)置。電流檢測(cè)引腳ILIM向該外部電阻提供標(biāo)稱50 μA的電流，產(chǎn)生RILIM乘以50 μA的偏移電壓。當(dāng)電流檢測(cè)元件RCS（低端MOSFET的RDSON）上的壓降等于或大于該偏移電壓時(shí)，ADP1851標(biāo)記電流限制事件。計(jì)算公式為[R{ILIM}=frac{1.06 × I{LPK} × R_{CS}}{50 μA}]，其中ILPK為峰值電感電流。

4.4 準(zhǔn)確的電流限制檢測(cè)

由于MOSFET的RDSON在溫度范圍內(nèi)可能變化超過50%，可通過在低端MOSFET源極到PGND添加電流檢測(cè)電阻來實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確的電流限制檢測(cè)。要確保電流檢測(cè)電阻的功率額定值適合應(yīng)用。

4.5 輸入電容選擇

在高端開關(guān)MOSFET的漏極附近使用兩個(gè)并聯(lián)電容（一個(gè)具有足夠高電流額定值的大容量電容和一個(gè)10 μF的陶瓷去耦電容）。根據(jù)紋波電流額定值選擇輸入大容量電容，特定負(fù)載所需的最小輸入電容計(jì)算公式為[C{IN,MIN}=frac{I{O} × D(1 - D)}{(V{PP}-I{O} × D × R{ESR})f{SW}}]，其中IO為輸出電流，D為占空比，VPP為所需的輸入紋波電壓，RESR為電容的等效串聯(lián)電阻。

4.6 VIN引腳濾波器

建議在VIN引腳連接低通濾波器。通過在VIN串聯(lián)2 Ω至10 Ω的電阻，并在VIN和AGND之間連接1 μF的陶瓷電容，可有效過濾開關(guān)穩(wěn)壓器產(chǎn)生的任何不需要的干擾。但要注意，驅(qū)動(dòng)大MOSFET時(shí)輸入電流可能大于100 mA，100 mA電流通過10 Ω電阻會(huì)產(chǎn)生1 V壓降，與VCCO的壓降相同，此時(shí)應(yīng)選擇較低的電阻值。

4.7 升壓電容選擇

在SW和BST引腳之間連接升壓電容，為高端驅(qū)動(dòng)器在開關(guān)期間提供電流。選擇值在0.1 μF至0.22 μF之間的陶瓷電容。

4.8 電感選擇

對(duì)于大多數(shù)應(yīng)用，選擇電感值使電感紋波電流為最大直流輸出負(fù)載電流的20%至40%。電感值計(jì)算公式為[L=frac{V{IN}-V{OUT}}{f{SW} × Delta I{L}} × frac{V{OUT}}{V{IN}}]，其中L為電感值，VIN為輸入電壓，VOUT為輸出電壓，fSW為開關(guān)頻率，ΔIL為電感紋波電流的峰峰值。同時(shí)要檢查電感數(shù)據(jù)手冊(cè)，確保電感的飽和電流遠(yuǎn)高于特定設(shè)計(jì)的峰值電感電流。

4.9 輸出電容選擇

為獲得最大允許的輸出開關(guān)紋波，選擇的輸出電容應(yīng)大于[C{OUT}congfrac{Delta I{L}}{8 f{SW}} × frac{1}{sqrt{Delta V{OUT}^{2}-Delta I{L}^{2} × (R{ESR}^{2}-(4 f{SW} × L{ESL})^{2})}}]，其中ΔIL為電感紋波電流，ΔVOUT為目標(biāo)最大輸出紋波電壓，RESR為輸出電容的等效串聯(lián)電阻，LESL為輸出電容的等效串聯(lián)電感。通常電容阻抗主要由ESR決定，最大ESR額定值可從制造商的數(shù)據(jù)手冊(cè)中獲取，輸出紋波可近似為[Delta V{OUT}congDelta I{L} × R{ESR}]。在輸出電容的ESR和ESL在開關(guān)頻率下阻抗較小的情況下，如輸出電容為一組并聯(lián)的MLCC電容，電容性阻抗占主導(dǎo)，輸出電容應(yīng)大于[C{OUT}congfrac{Delta I{L}}{8 Delta V{OUT} × f{SW}}]。同時(shí)要確保輸出電容的紋波電流額定值大于最大電感紋波電流。為滿足負(fù)載釋放時(shí)輸出電壓過沖的要求，輸出電容應(yīng)大于[C{OUT}congfrac{Delta I{STEP}^{2}L}{(V{OUT}+Delta V{OVERSHOOT})^{2}-V{OUT}^{2}}]，其中ΔVOVERSHOOT為最大允許過沖。選擇由上述兩個(gè)公式得出的較大輸出電容值。

4.10 MOSFET選擇

MOSFET的選擇直接影響DC - DC轉(zhuǎn)換器的性能。低導(dǎo)通電阻的MOSFET可降低I2R損耗，低柵極電荷可降低過渡損耗。MOSFET應(yīng)具有低熱阻，以確保MOSFET中耗散的功率不會(huì)導(dǎo)致過高的MOSFET管芯溫度。高端MOSFET在導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)承載負(fù)載電流，通常承擔(dān)轉(zhuǎn)換器的大部分過渡損耗。選擇高端MOSFET時(shí)要平衡導(dǎo)通損耗和過渡損耗。導(dǎo)通損耗計(jì)算公式為[P{C}=(I{LOAD(RMS)})^{2} × R{DSON}]，柵極充電損耗近似為[P{G}cong V{PV} × Q{G} × f{sw}]，高端MOSFET過渡損耗近似為[P{T}congfrac{V{IN} × I{LOAD} × (t{R}+t{F}) × f{SW}}{2}]。低端MOSFET在高端MOSFET關(guān)斷時(shí)承載電感電流，其過渡損耗較小可忽略不計(jì)。對(duì)于高輸入電壓和低輸出電壓的情況，低端MOSFET大部分時(shí)間承載電流，因此優(yōu)化其導(dǎo)通電阻至關(guān)重要。若功率損耗超過MOSFET額定值或需要更低的電阻，可將多個(gè)低端MOSFET并聯(lián)。低端MOSFET導(dǎo)通功率損耗計(jì)算公式為[P{CLS}=(I{LOAD(RMS)})^{2} × R{DSON}]，體二極管的功率損耗為[P{BODYDIODE}=V{F} × t{D} × f{SW} × I{O}]，低端MOSFET的總功率損耗為[P{LS}=P{CLS}+P{BODYDIODE}]。要注意MOSFET的導(dǎo)通電阻隨溫度升高而增加，典型溫度系數(shù)為0.4%/°C，MOSFET結(jié)溫相對(duì)于環(huán)境溫度的升高為[T{I}=T{A}+theta{JA} × P{D}]，其中TA為環(huán)境溫度，θJA為MOSFET封裝的熱阻，PD為MOSFET中耗散的總功率。

4.11 環(huán)路補(bǔ)償

4.11.1 電壓模式

將控制器設(shè)置為電壓模式操作，需在DL和PGND之間放置100 kΩ電阻。選擇電壓模式下最大可能的斜坡幅度（低于1.5 V），斜坡電壓通過連接在VIN和RAMP引腳之間的電阻編程，計(jì)算公式為[R{RAMP}=frac{V{IN}-0.2 V}{100 pF × f{SW} × V{RAMP}}]，同時(shí)要確保[10 μAleqfrac{V{IN}-0.2 V}{R{RAMP}}leq160 μA]。對(duì)于輸出電容ESR零點(diǎn)頻率大于交叉頻率一半的情況，使用III型補(bǔ)償。計(jì)算輸出LC濾波器諧振頻率[f{LC}=frac{1}{2 pi sqrt{LC}}]，選擇交叉頻率為開關(guān)頻率的1/10，即[f{CO}=frac{f_{SW}}{10}]，設(shè)置極點(diǎn)和零點(diǎn)，計(jì)算補(bǔ)償電阻RZ和電容CI等參數(shù)。若需要精確補(bǔ)償，可使用ADIsimPower設(shè)計(jì)工具。

4.11.2 電流模式

在電流模式下，使用II型補(bǔ)償補(bǔ)償ADP1851的誤差電壓環(huán)路。設(shè)置斜率補(bǔ)償時(shí)，通過在RAMP引腳和輸入電壓VIN之間連接電阻RRAMP實(shí)現(xiàn)，計(jì)算公式為[R{RAMP}=frac{7 × 10^{6} × L}{A{CS} × R{CS}}]，其中L為電感值（單位為μH），RCS為SW和PGND之間電流檢測(cè)元件的電阻，ACS為電流檢測(cè)放大器增益（3 V/V、6 V/V或12 V/V）。電壓斜坡幅度[V{RAMP}=frac{V{IN}-0.2 V}{100 pF × f{sW} × R{RAMP}}]，要確保[10 μAleqfrac{V{IN}-0.2 V}{R_{RAMP}}leq160 μA]。設(shè)置電流檢測(cè)增益時(shí)，要使內(nèi)部最小放大電壓VCSMIN高于0.4 V，最大放大電壓VCSMAX為2.1 V，確保最大VCOMP（VCOMPMAX）不超過2.2 V。對(duì)于II型補(bǔ)償，使用相應(yīng)電路，計(jì)算補(bǔ)償電阻RZ和電容CI等參數(shù)。若需要高精度補(bǔ)償解決方案，可使用ADIsimPower設(shè)計(jì)工具。

4.12 開關(guān)噪聲和過沖降低

為減少電壓振鈴和噪聲，建議在高電流應(yīng)用中在SW和PGND之間添加RC緩沖器。通常RSNU為2 Ω至4 Ω，CSNUB為1.2 nF至3 nF。RC緩沖器組件的尺寸必須正確選擇以處理功率耗散，RSNUB的功率耗散為[P{SNUB}=V{IN}^{2} × C{SNUB} × f{SW}]。在BST引腳添加電阻RMSE（一般為2 Ω至4 Ω）有助于減少過沖，在柵極驅(qū)動(dòng)器串聯(lián)電阻（一般為2 Ω至4 Ω）也有助于減少過沖。若添加了