深入解析LT3959：多功能DC/DC轉換器的卓越之選

在電子設計的領域中，DC/DC轉換器是至關重要的組件，它能滿足不同電路對電壓轉換的需求。今天，我們就來深入探討一款功能強大的DC/DC轉換器——LINEAR TECHNOLOGY的LT3959。

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一、LT3959的基本特性

LT3959是一款寬輸入范圍、電流模式的DC/DC控制器，具備諸多令人矚目的特性，使其在眾多應用場景中脫穎而出。

• 寬輸入電壓范圍：輸入電壓范圍為1.6V（2.5V啟動）至40V，能適應多種電源環(huán)境。這使得它在不同的電源系統(tǒng)中都能穩(wěn)定工作，無論是低電壓的電池供電系統(tǒng)，還是高電壓的工業(yè)電源系統(tǒng)。
• 單反饋引腳控制正/負輸出電壓：通過單個反饋引腳（FBX），可以靈活地對正或負輸出電壓進行編程。這種設計簡化了電路設計，減少了外部元件的使用，提高了系統(tǒng)的集成度。
• PGOOD輸出電壓狀態(tài)報告：該引腳能及時反饋輸出電壓的狀態(tài)，讓工程師可以實時了解電路的工作情況，便于進行故障診斷和系統(tǒng)監(jiān)控。
• 內(nèi)置6A/40V功率開關：內(nèi)部集成的6A/40V功率開關，能夠提供足夠的功率輸出，滿足大多數(shù)負載的需求。同時，它還能減少外部功率開關的使用，降低了電路板的面積和成本。
• 可編程功能豐富：它支持可編程軟啟動、可編程工作頻率（100kHz至1MHz），還能與外部時鐘同步?？删幊誊泦庸δ芸梢韵拗茊訒r的電流沖擊，保護電路元件；可編程工作頻率則允許工程師根據(jù)實際應用需求選擇合適的頻率，平衡效率和元件尺寸；而與外部時鐘同步的功能，可以避免多個轉換器之間的干擾，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。
• 低靜態(tài)電流：在關機模式下，靜態(tài)電流小于1μA，大大降低了系統(tǒng)的功耗，延長了電池的使用壽命。

二、LT3959的工作原理

從其框圖可以看出，LT3959采用了固定頻率、電流模式的控制方案。在每個振蕩周期開始時，振蕩器觸發(fā)SR鎖存器，通過驅動器打開內(nèi)部功率MOSFET開關M1。開關電流流經(jīng)內(nèi)部電流檢測電阻Rsense，產(chǎn)生與開關電流成正比的電壓。這個電流檢測電壓經(jīng)過放大后，與穩(wěn)定的斜率補償斜坡相加，得到的和信號輸入到PWM比較器的正輸入端。當這個和信號超過PWM比較器負輸入端的電壓（由誤差放大器設置）時，SR鎖存器復位，關閉功率開關。誤差放大器根據(jù)反饋電壓（FBX引腳）與參考電壓（1.6V或 - 0.8V）的差值，調(diào)整開關電流的峰值，從而保持輸出電壓的穩(wěn)定。

同時，LT3959還具備開關電流限制功能。當電流檢測電壓超過電流限制閾值時，電流限制比較器會立即復位SR鎖存器，關閉功率開關，保護電路免受過流損壞。此外，它還擁有過壓保護功能，當FBX引腳電壓超過正或負調(diào)節(jié)電壓一定比例時，相應的過壓比較器會關閉功率開關，防止輸出電壓過高。

三、LT3959的應用信息

1. 編程開啟和關閉閾值

通過EN/UVLO引腳，用戶可以精確地編程IC開啟和關閉的電源電壓。該引腳利用一個微功率1.22V參考、比較器和可控電流源，允許用戶根據(jù)實際需求設置開啟和關閉的閾值。通過合理選擇外部電阻分壓器的阻值，可以準確地控制開啟和關閉的電壓值。對于只將EN/UVLO引腳用作邏輯輸入的應用，可以將其直接連接到輸入電壓VIN，實現(xiàn)始終開啟的操作。

2. INTVCC低壓差電壓調(diào)節(jié)器

LT3959內(nèi)部集成了兩個低壓差（LDO）電壓調(diào)節(jié)器，分別由VIN和DRIVE供電。這兩個LDO調(diào)節(jié)器可以將內(nèi)部的INTVCC電源調(diào)節(jié)到合適的電壓，為柵極驅動器和內(nèi)部負載供電。DRIVE LDO將INTVCC調(diào)節(jié)到4.75V，VIN LDO將INTVCC調(diào)節(jié)到3.75V。當INTVCC電壓大于3.75V時，VIN LDO會自動關閉。如果INTVCC引腳由4.75V至8V的電源驅動，兩個LDO都可以關閉。在實際應用中，DRIVE引腳可以根據(jù)需要靈活選擇電源，為電路設計提供了更多的可能性。同時，INTVCC引腳必須通過一個至少4.7μF的陶瓷電容旁路到SGND，以提供MOSFET柵極驅動器所需的高瞬態(tài)電流。

3. 工作頻率和同步

工作頻率的選擇對于DC/DC轉換器的性能至關重要。較低的工作頻率可以減少柵極驅動電流和內(nèi)部MOSFET及二極管的開關損耗，提高效率，但需要更大的電感。而較高的工作頻率則可以減小電感的尺寸，但會增加開關損耗。LT3959采用了恒定頻率架構，可以通過一個外部電阻從RT引腳連接到SGND來編程工作頻率，范圍為100kHz至1MHz。同時，它的開關頻率還可以與外部時鐘源的正邊沿同步。在使用同步功能時，需要選擇一個合適的RT電阻，使編程的開關頻率比SYNC脈沖頻率慢20%，并且SYNC脈沖的最小脈寬應為200ns。如果不使用同步功能，將SYNC引腳連接到SGND即可。

4. 占空比考慮

開關占空比是定義轉換器操作的關鍵變量。LT3959的最小導通時間和最小關斷時間分別約為150ns，這兩個時間和開關頻率共同決定了轉換器能夠產(chǎn)生的最小和最大開關占空比。在設計電路時，需要根據(jù)輸入電壓、輸出電壓和開關頻率等參數(shù)，合理考慮占空比的范圍，以確保轉換器的正常工作。

5. 編程輸出電壓

輸出電壓通過一個電阻分壓器來設置。對于正輸出電壓和負輸出電壓，分別有相應的計算公式。在選擇電阻R1和R2時，通常要使正常工作時流入FBX引腳的電流所引起的誤差小于1%，一般R1的最大值約為121k。

6. 軟啟動

在啟動或從故障狀態(tài)恢復時，開關調(diào)節(jié)器可能會出現(xiàn)高峰值開關電流，這可能導致電感飽和或功率開關失效。LT3959通過SS引腳實現(xiàn)軟啟動功能，該引腳通過下拉VC引腳來降低內(nèi)部功率MOSFET的電流，使輸出電容能夠逐漸充電到最終值，同時限制啟動峰值電流。此外，當INTVCC欠壓鎖定和/或熱鎖定觸發(fā)時，也會啟動軟啟動操作。軟啟動間隔由軟啟動電容的選擇決定，計算公式為(T{SS}=C{SS} cdot frac{1.25 V}{10 mu A})。

7. FBX頻率折返

在啟動或輸出短路故障時，輸出電壓很低，為了將功率開關電流保持在電流限制范圍內(nèi)，開關調(diào)節(jié)器需要在低占空比下工作。但由于最小導通時間的限制，在編程的開關頻率下，開關器可能無法達到足夠低的占空比，導致開關電流不斷增加，超過編程的電流限制。為了解決這個問題，LT3959包含了頻率折返功能，當FBX電壓較低時，會降低開關頻率，防止開關峰值電流超過編程值。在頻率折返期間，外部時鐘同步功能會被禁用，以確保頻率降低操作的正常進行。

8. 環(huán)路補償

環(huán)路補償對于決定轉換器的穩(wěn)定性和瞬態(tài)性能至關重要。LT3959采用電流模式控制來調(diào)節(jié)輸出，簡化了環(huán)路補償?shù)脑O計。通常，通過在VC引腳和SGND之間連接一個串聯(lián)電阻 - 電容網(wǎng)絡來實現(xiàn)補償。對于大多數(shù)應用，電容值應在470pF至22nF之間，電阻值應在5k至50k之間。此外，還可以在RC補償網(wǎng)絡上并聯(lián)一個小電容，以衰減由輸出電壓紋波通過內(nèi)部誤差放大器引起的VC電壓紋波。在實際設計中，可以參考數(shù)據(jù)表中類似應用的電路，然后根據(jù)實際情況調(diào)整補償網(wǎng)絡，以優(yōu)化性能。同時，需要在所有工作條件下檢查穩(wěn)定性，包括負載電流、輸入電壓和溫度。

四、LT3959的應用電路設計

LT3959可以配置為不同的拓撲結構，包括升壓轉換器、SEPIC轉換器和反相轉換器，下面我們分別來介紹這些拓撲結構的設計要點。

1. 升壓轉換器

• 開關占空比和頻率：升壓轉換器適用于輸出電壓高于輸入電壓的應用。在連續(xù)導通模式（CCM）下，轉換比與占空比的關系為(frac{V{OUT }}{V{IN }}=frac{1}{1-D})。最大占空比發(fā)生在輸入電壓最小的時候，計算公式為(D{MAX }=frac{V{OUT }-V{IN(MIN)}}{V{OUT }})。需要注意的是，升壓轉換器沒有短路保護，在輸出短路的情況下，電感電流僅受輸入電源能力的限制。
• 最大輸出電流能力和電感選擇：對于升壓拓撲，最大平均電感電流為(L(M A X)=I{O(M A X)} cdot frac{1}{1-D{M A X}})。由于內(nèi)部功率開關的電流限制，LT3959應用于最大輸出電流小于最大輸出電流能力一定裕量（建議10%或更高）的升壓轉換器中。電感紋波電流(Delta I{SW})對電感值的選擇和轉換器的最大輸出電流能力有直接影響。選擇較小的(Delta I{SW})值可以增加輸出電流能力，但需要較大的電感；選擇較大的(Delta I{SW})值可以提供快速的瞬態(tài)響應，但會增加輸入電流紋波和磁芯損耗，降低輸出電流能力。在給定輸入電壓范圍、工作頻率和電感紋波電流的情況下，可以使用公式(L=frac{V{IN(MIN)}}{Delta l{SW} cdot t{OSC}} cdot D_{MAX })來確定電感值。同時，應選擇具有足夠飽和和RMS電流額定值的電感。
• 輸出二極管選擇：為了最大化效率，應選擇具有低正向壓降和低反向泄漏的快速開關二極管。二極管必須承受的峰值反向電壓等于調(diào)節(jié)器輸出電壓加上導通期間陽極到陰極的任何額外振鈴。正常工作時的平均正向電流等于輸出電流。建議選擇峰值重復反向電壓額定值(V{RRM})比(V{OUT})高一定安全裕量（通常10V）的二極管。二極管的功耗為(P{D}=I{O(M A X)} cdot V{D})，二極管結溫為(T{J}=T{A}+P{D} cdot R{theta J A})，其中(R{theta J A})包括器件的(R{theta J C})和電路板到外殼環(huán)境溫度的熱阻，(T{J})不能超過二極管的最大結溫額定值。
• 輸出電容選擇：選擇輸出電容時，需要考慮ESR（等效串聯(lián)電阻）、ESL（等效串聯(lián)電感）和大容量電容對輸出電壓紋波波形的影響。通常，先根據(jù)最大允許的輸出紋波電壓（以輸出電壓的百分比表示），將紋波分為ESR階躍(Delta V{ESR})和充電/放電(Delta V{COUT})兩部分。對于1%的總紋波電壓貢獻，可以使用公式(ESR{COUT } leq frac{0.01 cdot V{OUT }}{I{D(PEAK) }})確定輸出電容的ESR，使用公式(C{OUT } geq frac{I{O( MAX )}}{0.01 cdot V{OUT } cdot f{O S C}})確定大容量電容的值。輸出電容在升壓調(diào)節(jié)器中會承受較高的RMS紋波電流，其RMS紋波電流額定值應滿足(RMS(COUT) geq I{O(MAX)} cdot sqrt{frac{D{MAX}}{1-D{MAX}}})。為了滿足ESR要求，通常會并聯(lián)多個電容，同時還可以并聯(lián)額外的陶瓷電容來減少輸出電容中的寄生電感影響，降低轉換器輸出的高頻開關噪聲。
• 輸入電容選擇：升壓轉換器的輸入電容相對輸出電容來說不太關鍵，因為電感與輸入串聯(lián)，輸入電流波形是連續(xù)的。輸入電容的大小由輸入電壓源阻抗決定，通常在10μF至100μF之間。建議選擇低ESR的電容，但不像輸出電容那樣關鍵。輸入電容的RMS紋波電流為(RMS(CIN)=0.3 cdot Delta I_{L})。

2. SEPIC轉換器

• 開關占空比和頻率：SEPIC轉換器允許輸入電壓高于、等于或低于所需的輸出電壓。在連續(xù)導通模式（CCM）下，轉換比與占空比的關系為(frac{V{OUT }+V{D}}{V{IN }}=frac{D}{1-D})。最大占空比發(fā)生在輸入電壓最小的時候，計算公式為(D{MAX }=frac{V{OUT }+V{D}}{V{IN(MIN) }+V{OUT }+V_{D}})。
• 最大輸出電流能力和電感選擇：SEPIC轉換器包含兩個電感L1和L2，它們可以獨立，也可以繞在同一磁芯上。對于SEPIC拓撲，L1的電流是轉換器的輸入電流，L1和L2的最大平均電感電流分別為(L 1(M A X)=I{I N(M A X)}=I{O(M A X)} cdot frac{D{M A X}}{1-D{M A X}})和(L2( MAX) =I{O(M A X)})。同樣，由于內(nèi)部功率開關的電流限制，LT3959應應用于最大輸出電流小于輸出電流能力一定裕量（建議10%或更高）的SEPIC轉換器中。電感紋波電流(Delta I{L 1})和(Delta I{L 2})相等，都為(0.5 cdot Delta I{SW})。(Delta I{SW})對電感值的選擇和轉換器的最大輸出電流能力有直接影響。在給定輸入電壓范圍、工作頻率和電感紋波電流的情況下，可以使用公式(L 1=L 2=frac{V{IN(MIN)}}{0.5 cdot Delta I{SW} cdot f{OSC}} cdot D{MAX })來確定電感值。如果將L1和L2繞在同一磁芯上，由于互感的影響，電感值的計算公式變?yōu)?L=frac{V{IN(MIN)}}{Delta l{SW} cdot f{OSC}} cdot D_{MAX })。同時，應選擇具有足夠飽和和RMS電流額定值的電感。
• 輸出二極管選擇：與升壓轉換器類似，為了最大化效率，應選擇具有低正向壓降和低反向泄漏的快速開關二極管。正常工作時的平均正向電流等于輸出電流。建議選擇峰值重復反向電壓額定值(VRRM)比(V{OUT }+V{IN(MAX) })高一定安全裕量（通常10V）的二極管。二極管的功耗和結溫計算方法與升壓轉換器相同。
• 輸出和輸入電容選擇：SEPIC轉換器的輸出和輸入電容選擇與升壓轉換器類似，可以參考升壓轉換器的相關內(nèi)容。
• 選擇直流耦合電容：直流耦合電容（CDC）的直流電壓額定值應大于最大輸入電壓，即(V{CDC}>V{IN(MAX)})。CDC的RMS額定值由公式(RMS(C D C)>I{O(M A X)} cdot sqrt{frac{V{OUT }+V{D}}{V{I N(M I N)}}})確定。建議選擇低ESR和ESL的X5R或X7R陶瓷電容。

3. 反相轉換器

• 開關占空比和頻率：在連續(xù)導通模式（CCM）下，反相轉換器的(Vout)與(VIN)的比值為(frac{V{OUT }-V{D}}{V{IN }}=-frac{D}{1-D})。最大占空比發(fā)生在輸入電壓最小的時候，計算公式為(D{MAX }=frac{V{OUT }-V{D}}{V{OUT }-V{D}-V_{IN (MIN)}})。
• 輸出二極管和輸入電容選擇：反相轉換器的電感、輸出二極管和輸入電容選擇與SEPIC轉換器類似，可以參考SEPIC轉換器的相關內(nèi)容。
• 輸出電容選擇：反相轉換器對于相似的輸出紋波，需要的輸出電容比升壓和SEPIC轉換器小得多。這是因為在反相轉換器中，電感L2與輸出串聯(lián)，輸出電容中的紋波電流是連續(xù)的。輸出紋波電壓由L2的紋波電流流經(jīng)輸出電容的ESR和大容量電容產(chǎn)生，公式為(Delta V{OUT (P-P)}=Delta I{L 2} cdotleft(ESR{COUT }+frac{1}{8 cdot f{O S C} cdot C{OUT }}right))。在指定最大輸出紋波后，可以根據(jù)該公式選擇輸出電容?？梢酝ㄟ^使用高質量的X5R或X7R介電陶瓷電容來最小化ESR。在許多應用中，陶瓷電容足以限制輸出電壓紋波。輸出電容的RMS紋波電流額定值應大于(RMS(COUT) >0.3 cdot Delta I{L 2})。
• 選擇直流耦合電容：直流耦合電容（CDC）的直流電壓額定值應大于最大輸入電壓減去輸出電壓（負電壓）