SGM61235：4.5V - 28V輸入、3A輸出同步降壓轉(zhuǎn)換器的深度解析

在電子設(shè)計領(lǐng)域，電源管理芯片的性能和穩(wěn)定性對于整個系統(tǒng)的正常運行至關(guān)重要。SGM61235作為一款高性能的同步降壓轉(zhuǎn)換器，為工程師們提供了一個可靠的電源解決方案。本文將對SGM61235進行詳細的介紹，包括其特性、工作原理、應(yīng)用信息以及設(shè)計要點。

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一、SGM61235概述

SGM61235是一款具有自適應(yīng)恒定導(dǎo)通時間控制（ACOT）的同步降壓轉(zhuǎn)換器，輸入電壓范圍為4.5V至28V，輸出電流能力可達3A，工作在偽固定頻率。它將功率開關(guān)和內(nèi)部補償電路集成在一個小型6引腳封裝中，支持低等效串聯(lián)電阻（ESR）輸出電容，還包含典型的5ms軟啟動斜坡，以最小化浪涌電流。此外，該芯片還具備多種保護功能，如逐周期電流限制、打嗝電流保護模式、輸出過壓保護和熱關(guān)斷等。

1.1 產(chǎn)品特性

• 寬輸入電壓范圍：4.5V至28V的輸入電壓范圍，適用于多種電源環(huán)境。
• 靈活的輸出電壓范圍：輸出電壓范圍為0.594V至7V，可滿足不同負載的需求。
• 高輸出電流能力：集成62mΩ/32mΩ功率MOSFET，可提供3A連續(xù)輸出電流。
• 低靜態(tài)電流：典型靜態(tài)電流為45μA，關(guān)斷電流為3μA，有助于降低功耗。
• 偽固定700kHz開關(guān)頻率：在穩(wěn)定工作時可實現(xiàn)相對恒定的頻率，減少電磁干擾。
• 多種工作模式：SGM61235A采用脈沖跳過模式（PSM），在輕載時提高效率；SGM61235B采用連續(xù)電流模式（CCM），實現(xiàn)低輸出紋波和良好的調(diào)節(jié)性能。
• 全面的保護功能：包括打嗝電流保護模式、輸出過壓保護、可調(diào)節(jié)輸入欠壓鎖定和熱關(guān)斷自動恢復(fù)等。

1.2 應(yīng)用領(lǐng)域

SGM61235適用于多種應(yīng)用場景，如12V分布式電源總線、工業(yè)和消費應(yīng)用、白色家電、音頻設(shè)備、機頂盒、數(shù)字電視和打印機等。

二、工作原理

2.1 自適應(yīng)恒定導(dǎo)通時間控制（ACOT）

傳統(tǒng)的電壓模式控制（VMC）或電流模式控制（CMC）轉(zhuǎn)換器需要一個固定頻率的時鐘信號來生成鋸齒波斜坡，與補償網(wǎng)絡(luò)輸出進行比較以調(diào)整PWM占空比。而ACOT控制則不同，它無需時鐘信號，采用滯回模式控制。在每個開關(guān)周期開始時，當(dāng)內(nèi)部比較器檢測到輸出電壓下降到所需水平以下時，ACOT控制會生成一個相對恒定的導(dǎo)通時間脈沖。反饋（FB）引腳通過電阻分壓器感測輸出電壓，并使用低增益誤差放大器將其與內(nèi)部參考電壓（VREF）進行比較。當(dāng)反饋電壓（VFB）低于放大器輸出時，導(dǎo)通時間控制邏輯被觸發(fā)，打開高端開關(guān)。ACOT控制可以根據(jù)輸入和輸出電壓動態(tài)調(diào)整導(dǎo)通時間，在穩(wěn)態(tài)運行時實現(xiàn)相對恒定的頻率，并在特定頻率下最小化電磁干擾。

2.2 使能引腳和UVLO調(diào)整

EN引腳可用于開啟或關(guān)閉設(shè)備，也可用于改變UVLO閾值。當(dāng)EN引腳電壓超過其高閾值時，設(shè)備被啟用；低EN電壓則會禁用設(shè)備并使其進入關(guān)斷狀態(tài)。EN引腳內(nèi)部由一個小電流源上拉，因此如果EN引腳浮空，設(shè)備將被啟用?？梢允褂瞄_漏或集電極開路輸出控制EN引腳。內(nèi)部欠壓鎖定電路會監(jiān)測VIN，如果VIN低于UVLO閾值，設(shè)備將被禁用。內(nèi)部UVLO具有320mV的滯回。如果需要更高的閾值，可以使用EN引腳進行調(diào)整。

2.3 自舉電壓（BOOT）

為了給高端開關(guān)柵極驅(qū)動器供電，需要一個高于VIN的電壓。通過在SW和BOOT引腳之間使用0.1μF的自舉電容和內(nèi)部自舉二極管，采用自舉技術(shù)從開關(guān)節(jié)點提供該電壓。該電壓在內(nèi)部進行調(diào)節(jié)，以驅(qū)動高端開關(guān)。建議使用X5R或X7R陶瓷電容作為CBOOT，以確保電容在溫度和電壓變化時保持穩(wěn)定。

2.4 輸出電壓編程

輸出電壓通過連接在Vout和GND之間的電阻分壓器設(shè)置，該分壓器連接到FB引腳。為了獲得準確和熱穩(wěn)定的輸出電壓，建議使用1%或更高質(zhì)量、低熱容差的電阻?？梢允褂霉?(V{OUT }=V{REF } timesleft[frac{R{FB 1}}{R{FB 2}}+1right]) 計算輸出電壓。

2.5 內(nèi)部電壓參考和軟啟動

SGM61235具有內(nèi)部0.594V參考（VREF），用于將輸出編程到所需水平。當(dāng)轉(zhuǎn)換器啟動（或啟用）時，內(nèi)部斜坡電壓從接近0V開始上升，在5ms內(nèi)略微超過0.594V。VREF和該斜坡中的較低值用作誤差放大器的參考，因此在啟動期間，斜坡為輸出提供軟啟動，防止輸出電容和負載上的輸出電壓快速增加導(dǎo)致的高浪涌電流。

2.6 過流和短路保護

SGM61235支持過載模式。當(dāng)系統(tǒng)上電時輸出電流持續(xù)過載，SGM61235輸出最大功率并限制低端FET開關(guān)的最大谷值電流。設(shè)備保持逐周期限制以滿足系統(tǒng)的功率需求。直到設(shè)備發(fā)熱并進入熱關(guān)斷狀態(tài)，SGM61235才會關(guān)閉。隨著負載持續(xù)增加，輸出電壓下降。如果輸出電壓降至VREF的50%，并且低端開關(guān)的電流連續(xù)512個周期高于低端電流限制，則會激活打嗝電流保護模式。在打嗝模式下，調(diào)節(jié)器關(guān)閉并通常保持7ms，然后SGM61235嘗試再次啟動。如果過流或短路故障仍然存在，打嗝模式將重復(fù)，直到故障條件消除。打嗝模式有助于降低功耗，防止設(shè)備過熱和潛在損壞。

2.7 輸出過壓保護（OVP）

設(shè)備包含過壓保護功能，以最小化輸出故障恢復(fù)或大卸載瞬態(tài)后可能出現(xiàn)的輸出電壓過沖。FB引腳電壓與OVP閾值進行比較。如果VFB超過VREF的108%，高端開關(guān)將被強制關(guān)閉，低端開關(guān)將打開，直到觸發(fā)零交叉電流限制（SGM61235A）或負電流限制（SGM61235B）。當(dāng)VFB降至VREF的104%以下時，高端開關(guān)允許再次打開。

2.8 輕載操作

• SGM61235A的脈沖跳過模式（PSM）：當(dāng)SGM61235A在輕載下以不連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）運行時，它進入脈沖跳過模式（PSM），顯著降低內(nèi)部功耗。此外，工作頻率會根據(jù)負載開始下降。在非常輕的負載下，當(dāng)關(guān)斷時間超過10μs時，設(shè)備進入睡眠模式以降低內(nèi)部功耗。
• SGM61235B的連續(xù)電流模式（CCM）：SGM61235B從滿載到空載都鎖定在連續(xù)電流模式。在輕載時允許負電感電流，以保持電感電流連續(xù)運行。這是一種權(quán)衡，犧牲了輕載效率，以保持開關(guān)頻率相對固定、降低輸出紋波和實現(xiàn)更好的輸出調(diào)節(jié)。為避免低端開關(guān)出現(xiàn)致命負電流，該電流限制在 -1A（典型值）。

2.9 熱關(guān)斷

如果結(jié)溫超過+170℃（典型值），設(shè)備將被迫停止開關(guān)。當(dāng)TJ降至恢復(fù)閾值以下時，設(shè)備將自動恢復(fù)。

三、應(yīng)用信息

3.1 參考設(shè)計

圖6展示了一個5V/3A應(yīng)用的參考設(shè)計，僅需幾個外部組件即可從寬輸入電壓范圍提供恒定輸出電壓。表1提供了一些合適的輸出濾波器（L和Cout）以及CFF和分壓器電阻值，以簡化組件選擇。

3.2 組件選擇

• 輸入電容選擇：SGM61235的輸入去耦必須使用高質(zhì)量的陶瓷電容（X5R或X7R或更好的介電等級）。VIN輸入至少需要3μF的有效電容（降額后）。在某些應(yīng)用中，當(dāng)SGM61235距離輸入源超過5cm時，可能還需要額外的大容量電容。VIN電容的紋波電流額定值必須大于最大輸入電流紋波。可以使用公式 (CINRMS =I{OUT } × sqrt{frac{V{OUT }}{V{IN }}} × frac{left(V{IN }-V{OUT }right)}{V{IN }}=I{OUT } × sqrt{D times(1-D)}) 計算輸入電流紋波。對于本設(shè)計，選擇10μF/50V的電容以覆蓋所有直流偏置、熱和老化降額。建議在VIN和GND引腳旁邊放置一個額外的0.1μF陶瓷電容，用于高頻濾波。
• 電感選擇：通常使用公式 (L=frac{V_{INMAX }-V{OUT }}{I{OUT } × K{IND }} × frac{V{OUT }}{V{INMAX } × f{SW }}) 計算降壓轉(zhuǎn)換器的輸出電感。電感電流紋波（ΔIL）與最大輸出電流（Iout）的比值表示為KIND因子（ΔIL / Iout）。電感紋波電流由輸出電容旁路和濾波，電感直流電流傳遞到輸出。電感紋波的選擇需要考慮多個因素，例如在最壞情況下，電感的峰值電流（Iout + ΔIL / 2）必須與電感的飽和電流有安全裕量，特別是選擇硬飽和磁芯類型的電感（如鐵氧體）時。紋波電流也會影響輸出電容的選擇，COUT的RMS電流額定值必須高于電感RMS紋波。通常選擇40%的紋波（KIND = 0.4）。在本示例中，計算得到的電感為4.9μH，因此選擇最接近的4.7μH電感。可以使用公式 (Delta I{L}=frac{V{INMAX }-V{OUT }}{L} × frac{V{OUT }}{V{INMAX } × f{SW }}) 、 (L{-RMS }=sqrt{I{OUT }^{2}+frac{Delta l{L}^{2}}{12}}) 和 (L{-} PEAK =I{OUT }+frac{Delta I{L}}{2}) 分別計算紋波、RMS和峰值電感電流。需要注意的是，在啟動、負載瞬變或故障條件下，峰值電感電流可能會超過計算值，因此選擇電感的飽和電流高于開關(guān)電流限制總是更安全的。
• 輸出電容選擇：輸出電容和電感對PWM開關(guān)電壓的交流部分進行濾波，并在所需的輸出直流電壓上提供可接受的輸出電壓紋波。此外，電容存儲能量，以在負載瞬變期間幫助維持輸出電壓調(diào)節(jié)。輸出電壓紋波（ΔVout）取決于工作電壓、溫度（℃）下的輸出電容值及其寄生參數(shù)（ESR和ESL），可以使用公式 (Delta V{OUT }=Delta I{L} × E S R+frac{V{IN }-V{OUT }}{L} × E S L+frac{Delta L}{8 × f{S W} × C{OUT }}) 計算。輸出電容的電壓額定值應(yīng)選擇足夠的裕量，以確保電容下降（電壓和溫度降額）不顯著。輸出電容的類型將決定公式中的哪些項占主導(dǎo)地位。對于陶瓷輸出電容，ESR和ESL幾乎為零，因此輸出電壓紋波將由電容項主導(dǎo)。為了降低電壓紋波，可以增加電感或總電容。對于電解輸出電容，電容值相對較高，與ESR和ESL項相比，公式中的第三項可以忽略。使用高質(zhì)量的電容、更大的電感或并聯(lián)電容可以幫助降低使用電解輸出電容的設(shè)計中的輸出紋波。一些商用電解電容的ESR可能相當(dāng)高，建議使用在數(shù)據(jù)手冊中明確記錄ESR或總阻抗的高質(zhì)量電容。電解電容的ESR在寒冷環(huán)境溫度下可能會顯著增加，增加紋波并可能惡化調(diào)節(jié)器的穩(wěn)定性。調(diào)節(jié)器的瞬態(tài)響應(yīng)也取決于輸出電容的數(shù)量和類型。一般來說，降低輸出電容的ESR將導(dǎo)致更好的瞬態(tài)響應(yīng)?？梢酝ㄟ^簡單地并聯(lián)更多電容或使用更高質(zhì)量的電容來最小化ESR。當(dāng)發(fā)生幅度為ΔIL和變化率為di/dt的快速負載瞬變時，輸出電壓將跳躍或下降一個瞬態(tài)幅度ΔVout，可以使用公式 (Delta V{OUT }=Delta I{L} × E S R+frac{d i}{d t} × E S L) 計算。瞬變之后，電感電流幾乎保持恒定，特別是對于較大的電感，瞬態(tài)電流由電容承載。輸出電壓將在短時間內(nèi)偏離其標稱值，具體取決于系統(tǒng)帶寬、電感和輸出電容。最終，誤差放大器和反饋將使輸出電壓恢復(fù)到其標稱值。通常，較高的帶寬更受歡迎，以獲得更短的 settling 時間，但可能更難獲得可接受的增益和相位裕量。在本示例中，根據(jù)表1，選擇2 × 22μF/16V X5R陶瓷電容，ESR為2mΩ，可以滿足上述條件。
• 自舉電容選擇：使用0.1μF高質(zhì)量陶瓷電容（X5R或X7R），電壓額定值為10V或更高作為自舉電容（C3）。
• VIN UVLO設(shè)置：可以通過在SGM61235的EN引腳上使用外部分壓器來編程輸入UVLO。在本設(shè)計中，R1連接在VIN引腳和EN引腳之間，R2連接在EN引腳和GND之間。UVLO有兩個閾值（滯回），一個用于上電（開啟開關(guān)），當(dāng)輸入電壓上升時；另一個用于下電（關(guān)閉開關(guān)），當(dāng)電壓下降時。在本設(shè)計中，當(dāng)VIN上升到8V以上（UVLO上升閾值）時，開啟（開始開關(guān)）發(fā)生。當(dāng)調(diào)節(jié)器工作時，直到輸入下降到7V以下（UVLO下降閾值），它才會停止開關(guān)（禁用）?？梢允褂霉?(R{1}=frac{V{U V{-} H} × V{I L}-V{U V{-} L} × V{I H}}{I{H} × V{I H}-I{I L} × V{I L}}) 和 (R{2}=frac{R{1} × V{1 L}}{V{U V{-} L}-V{1 L}+R{1} × I_{1 H}}) 計算電阻。在本示例中，選擇最接近的標準電阻值R1 = 240kΩ和R2 = 41.2kΩ。
• 輸出電壓設(shè)置：使用外部電阻分壓器（R3和R4），通過公式 (R{4}=R{3} timesleft(frac{V{REF }}{V{OUT }-V_{REF }}right)) 設(shè)置輸出電壓，其中VREF = 0.594V是內(nèi)部參考。例如，選擇R3 = 100kΩ時，5V輸出的R4值將計算為13.7kΩ。
• 前饋電容選擇：SGM61235包含內(nèi)部補償電路，內(nèi)部斜坡添加到參考電壓以模擬輸出紋波。對于超低輸出電容ESR（陶瓷電容）應(yīng)用，建議添加一個56pF前饋電容（C6），為輸出電壓紋波提供低阻抗路徑，并確保反饋節(jié)點處電壓紋波的相移最小，同時保持可接受的瞬態(tài)響應(yīng)。

3.3 布局指南

PCB是任何開關(guān)電源的重要組成部分。由于存在大而快速上升/下降的電壓，這些電壓可能通過雜散電容耦合到其他信號路徑，以及大而快速變化的電流，這些電流可能通過寄生磁耦合相互作用，因此轉(zhuǎn)換器的操作可能會受到顯著干擾。除非在布局設(shè)計中最小化并妥善管理這些干擾，否則會影響轉(zhuǎn)換器的性能。高電流路徑中銅跡線的電導(dǎo)不足會導(dǎo)致功率路徑中的高電阻損耗和電壓誤差。以下是設(shè)計良好布局的必要指南：

• 用低ESR陶瓷電容（X5R或X7R更好的介電）盡可能靠近VIN引腳旁路VIN引腳到GND引腳。
• 對于高電流連接（IN、SW和GND），使用短、寬且直接的跡線。
• 保持BOOT - SW電壓路徑盡可能短。
• 將反饋電阻盡可能靠近對噪聲敏感的FB引腳放置。
• 最小化VIN引腳、旁路電容連接和SW引腳形成的環(huán)路面積和路徑長度。

四、總結(jié)

SGM61235是一款功能強大、性能穩(wěn)定的同步降壓轉(zhuǎn)換器，具有寬輸入電壓范圍、高輸出電流能力、多種保護功能和靈活的工作模式。通過合理選擇外部組件和優(yōu)化PCB布局，可以充分發(fā)揮其性能優(yōu)勢，滿足各種應(yīng)用的需求。在實際設(shè)計中，工程師們需要根據(jù)具體的應(yīng)用場景和要求，仔細考慮每個組件的選擇和參數(shù)設(shè)置，以確保系統(tǒng)的可靠性和穩(wěn)定性。你在使用SGM61235的過程中遇到過哪些問題呢？或者你對其設(shè)計有什么獨特的見解嗎？歡迎在評論區(qū)分享你的經(jīng)驗和想法。