1、電路拓撲和工作原理

半橋LLC串并聯(lián)諧振變換器電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，VT1、VT2組成上下一對橋臂，C1、C2和VD1、VD2分別為MOS管VT1、VT2的結(jié)電容和寄生反并二極管，諧振電感Lr、諧振電容Cr和變壓器激磁電感Lm構(gòu)成諧振網(wǎng)絡(luò)，Cr也起了隔直電容的作用。變壓器副邊為橋式整流，Co為輸出濾波電容。

圖1 ?半橋LLC型串并聯(lián)諧振變換器拓撲

當(dāng)變換器工作在fm《fs《fr頻率范圍內(nèi)，用SABER軟件進行仿真，主要波形如圖2所示，UCr是Cr兩端電壓，Uds1為MOS管VT1漏-源電壓，io為輸出電流，ir和im分別為諧振電流和變壓器原邊激磁電流。

圖2 ?額定負載下fm《fs《fr頻率范圍內(nèi)主要仿真波形電路

工作可分為兩個階段：

（1）傳輸能量階段：Lr和Cr上流過正弦電流且ir》im，能量通過變壓器傳遞至副邊；

（2）續(xù)流階段：ir=im原邊停止向副邊傳遞能量，Lr、Lm和Cr發(fā)生諧振，整個諧振回路感抗較大，變壓器原邊電流以相對緩慢的速率下降。

通過合理設(shè)計可以使變壓器原邊MOS管零電壓開通，副邊整流二極管在ir=im時電流降至零，實現(xiàn)零電流關(guān)斷，降低開關(guān)損耗。如上所述，變換器工作在fm《fs《fr頻率范圍內(nèi)時較為有利。

2、參數(shù)設(shè)計

1）主電路參數(shù)設(shè)計

半橋LLC諧振電路是一非線性電路，在此先將其轉(zhuǎn)換為一線性電路（如圖3），采用基波法分析。推導(dǎo)得變換器直流增益Gdc為：

式中x為開關(guān)頻率fs相對于諧振頻率fr的歸一化頻率；n為變壓器原副邊匝比；系數(shù)k是Lr把Lm歸一化的量，定義k=Lm/Lr;串聯(lián)諧振電路品質(zhì)因數(shù)為Q.

變換器能量傳遞主要由諧振網(wǎng)絡(luò)從輸入源側(cè)傳送到負載端，諧振網(wǎng)絡(luò)是整個變換器設(shè)計的重點。而LLC諧振變換器各參數(shù)間關(guān)系及影響較兩元件諧振變換器要復(fù)雜，需在初步確定各參數(shù)值的基礎(chǔ)上再進行整體優(yōu)化。

先根據(jù)電壓增益和工作頻率選取n，n需滿足輕載下的最低直流增益要求。再根據(jù)式（3）在Uin最大且空載（Q=0）情況下須達到要求的Uo來選取k值。當(dāng)n、k固定時，Gdc、x和Q的關(guān)系如圖4所示。每條增益曲線隨著頻率的增大都是先增大后減小，在某個頻率點處都有一拐點，且隨Q的增大最大直流增益減小，拐點頻率則增大。對于各Q值相應(yīng)的Gdc曲線上的拐點，我們在此引入歸一化輸入阻抗：

其中Zn為歸一化輸入阻抗，Zin為諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗，Zr為特征阻抗，Zr=2πfrLr.

由圖5可見當(dāng)x《x0時諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗Zin呈容性，x》1時Zin則呈感性，x0《x《1時Zin呈容性還是感性則取決于x和Q.Q一定時，fs較fr越大越容易呈容性，相反越接近則越易呈感性；fs一定時，Q越大越易呈容性，Q越小越易呈感性。當(dāng)輸入阻抗呈阻性時得：

諧振網(wǎng)絡(luò)工作在感性區(qū)內(nèi)時，輸入電流滯后于輸入電壓，當(dāng)一橋臂驅(qū)動信號由高電平變?yōu)榈碗娖綍r電流對上、下橋臂MOS管結(jié)電容充放電以使得另一橋臂零電壓開通。當(dāng)x》xz時工作于感性區(qū)域，由式（3）和（5）得：

其中Ceq為MOS管的寄生結(jié)電容，td為VT1、VT2均沒有觸發(fā)信號的死區(qū)時間。

在fm《fs《fr范圍內(nèi)選取Q≤min{QZVS1，QZVS2}，才能確保隨著Uin升高，為維持Uo而提高開關(guān)頻率的變換器仍工作在感性區(qū)域。

圖6表示n、Q一定不同k值時Gdc曲線圖，可見k值越小時相同頻率變化范圍內(nèi)Gdc變化越明顯，有利于寬Uin范圍的調(diào)節(jié)；而k越小在一定程度上Lm越小，則由電流增加帶來的開關(guān)管及變壓器損耗的增加會影響變換效率。k值越大時最大Gdc越小，Uin較低時使得Uo無法滿足設(shè)計要求，且k越大fm和fr間頻率范圍越大，不利于磁性元件的設(shè)計，需折中優(yōu)化選取k值。

根據(jù)上述步驟選定主要諧振參數(shù)后，結(jié)合各參數(shù)間的相互關(guān)系，可進行合理優(yōu)化選取。

2）控制電路設(shè)計

意法半導(dǎo)體（ST）于2006年推出了一款專為串聯(lián)諧振半橋拓撲設(shè)計的雙終端控制器芯片L6599，該芯片可直接連接功率因數(shù)校正器的專門輸出，輕載時能讓電路工作于突發(fā)模式，提高輕載時變換器的轉(zhuǎn)換效率。

（1）工作頻率范圍設(shè)置。

見圖7，電阻RFmax一端與4腳相連，另一端連在光耦中三極管的集電極端，輸出端的反饋信號通過光耦對這一支路上電流的調(diào)節(jié)，改變3腳上電容CF的充放電頻率從而實現(xiàn)頻率的改變。

RFmin確定諧振變換器的最小工作頻率，當(dāng)輸出電壓小于等于額定電壓時變換器工作在固定的最小開關(guān)頻率。

（2）過流和過載保護。

PWM變換器通過控制開關(guān)管的占空比實現(xiàn)能量流動，檢測電流超過設(shè)定的極限值時預(yù)先終止開關(guān)管的導(dǎo)通便限制了能量地流動。而諧振變換器的占空比固定，通過改變頻率來限制能量流動，這意味至少要到下個振蕩周期才能察覺頻率的變化，若要有效地限制能量流動，頻率的變化率必須低于頻率本身。檢測電流輸入的初級電流須均分，測量電路見圖7.

（3）欠壓保護輸入。

在DC/DC前級再加PFC的系統(tǒng)中，根據(jù)PFC級的輸出電壓此功能就相當(dāng)于一個上電/斷電順序或欠壓保護輸入。高壓直流輸入電壓通過電阻分壓后接到L6599的7腳（LINE），與內(nèi)部基準進行比較。

（4）輕負載突發(fā)模式。

在輕載或空載時開關(guān)頻率會達到最大值，為確保輸出電壓可調(diào)并避免失去軟開關(guān)條件，且盡可能減小im引起的損耗，采用突發(fā)模式，一部分開關(guān)周期被較長時間的隔開，以降低平均開關(guān)頻率，平均激磁電流隨之減小，損耗也會減小。

（5）驅(qū)動電路。

對高壓側(cè)開關(guān)的驅(qū)動采用自舉方式，L6599內(nèi)部整合了一高壓浮動結(jié)構(gòu)以承受超過600V的電壓，并有同步驅(qū)動高壓金屬氧化物半導(dǎo)體，取代了外部快恢自舉二極管，本文所選擇的驅(qū)動電路如圖7。

3、實驗驗證與分析

基于L6599研制串并聯(lián)諧振半橋變換器樣機一臺，并進行實驗驗證。該樣機的主要參數(shù)如下：

輸入電壓：Uin=270V±10%DC

輸出電壓：Uo=±180VDC

輸出額定功率：Po=550W

按上述方法選取n=0。4，k=6。5，Q=0.39，電路最小工作頻率120kHz，諧振頻率100kHz，由此得諧振參數(shù)：Lm=130μH，Lr=20μH，Cr=0.15μF.

輸入電壓相同輸出負載變化時，諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入歸一化阻抗、直流電壓增益發(fā)生使得工作頻率變化，實驗波形如圖8所示。

在輸入電壓一定（輸入為額定電壓）、負載不同的情況下，MOS管零電壓開關(guān)的實現(xiàn)如圖9所示。對于相同的直流電壓增益比，隨著載變輕工作頻率會相應(yīng)提高但根據(jù)設(shè)計仍能保證MOS管的零電壓開通。

輸出功率相同而輸入電壓不同時此實驗樣機在整個輸入電壓范圍內(nèi)均可實現(xiàn)功率管的零電壓開關(guān)，見圖10。

圖9和圖10可見該樣機在要求的電壓和輸出負載范圍內(nèi)均實現(xiàn)了開關(guān)管的零電壓開通。

諧振變換器正是靠改變工作頻率來調(diào)節(jié)輸出電壓，圖11（a）表示隨著輸入電壓升高工作頻率變大；圖11（b）則表示輸入電壓相同時負載電流的增大而開關(guān)頻率減小，與理論分析的基本一致。

圖12（a）最高效率在95%以上，額定輸出時效率為94.5%;在輸出功率一定時，隨著輸入電壓的升高，輸入電流減小，開關(guān)管的導(dǎo)通損耗及變壓器的銅損有所減小，變換器效率相應(yīng)的有所提高，如圖12（b）。

4、結(jié)束語

本文介紹了LLC型串并聯(lián)諧振半橋變換器的直流增益特性、諧振腔阻抗特性以及軟開關(guān)實現(xiàn)的條件等，并根據(jù)分析給出主要參數(shù)設(shè)計方法，以及集成芯片L6599外圍控制電路設(shè)計。最后調(diào)試完成550W樣機一臺，試驗結(jié)果證明上述分析及設(shè)計方法的可行性。