介紹了正弦波輸出變壓變頻電源系統(tǒng)。對正弦波輸出變壓變頻電源三種SPWM調(diào)制方式數(shù)字化控制策略進行了研究，以期得到一種較理想的調(diào)制方式，使變壓變頻電源的開關管損耗、可靠性及輸出電壓質(zhì)量得以改善。并以TMS320F240數(shù)字信號處理器為主控芯片，實現(xiàn)逆變電源變頻、變壓輸出，最后給出實驗結(jié)果。

引言

隨著電力電子技術的飛速發(fā)展，正弦波輸出變壓變頻電源已被廣泛應用在各個領域中，與此同時對變壓變頻電源的輸出電壓波形質(zhì)量也提出了越來越高的要求。對逆變器輸出波形質(zhì)量的要求主要包括兩個方面：一是穩(wěn)態(tài)精度高；二是動態(tài)性能好。因此，研究開發(fā)既簡單又具有優(yōu)良動、靜態(tài)性能的逆變器控制策略，已成為電力電子領域的研究熱點之一。

在現(xiàn)有的正弦波輸出變壓變頻電源產(chǎn)品中，為了得到SPWM波，一般都采用雙極性調(diào)制技術。該調(diào)制方法的最大缺點是它的4個功率管都工作在較高頻率（載波頻率），從而產(chǎn)生了較大的開關損耗，開關頻率越高，損耗越大［1］。本文針對正弦波輸出變壓變頻電源SPWM調(diào)制方式及數(shù)字化控制策略進行了研究，以TMS320F240數(shù)字信號處理器為主控芯片，以期得到一種較理想的調(diào)制方法，實現(xiàn)逆變電源變壓、變頻輸出。

1 變頻變壓電源系統(tǒng)

圖l為變壓變頻電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。單相正弦輸入電壓UAC經(jīng)Boost PFC環(huán)節(jié)變成400V穩(wěn)定的直流電壓。逆變部分采用了全橋結(jié)構(gòu)，L及C分別是逆變器的輸出濾波電感和濾波電容，R1為負載阻抗。 本文所設計的變壓變頻電源輸出電壓頻率及電壓變化范圍較寬，輸出頻率為40～1000Hz，輸出電壓為30“250V。只有選擇合適的控制策略，才能使得在整個輸出范圍內(nèi)都有較小的THD。

在正弦波逆變電源數(shù)字化控制方法中，目前國內(nèi)外研究得比較多的主要有數(shù)字PID控制、無差拍控制、雙環(huán)反饋控制、重復控制、滑模變結(jié)構(gòu)控制、模糊控制以及神經(jīng)網(wǎng)絡控制等。本文所采用的是外環(huán)為平均值環(huán)、內(nèi)環(huán)為瞬時值環(huán)的雙環(huán)控制策略。內(nèi)環(huán)通過瞬時值控制獲得快速的動態(tài)性能，保證變壓變頻電源輸出電壓畸變率較低，外環(huán)使得變壓變頻電源在各個頻率段的輸出電壓具有較高的精度，并使用DSPTMS320F240全數(shù)字的控制實現(xiàn)。

2 正弦脈寬調(diào)制技術

隨著逆變器控制技水的發(fā)展．電壓型逆變器出現(xiàn)了多種的變壓、變頻控制方法。目前采用較多的是正弦脈寬調(diào)制技術即sPwM控制技術。 單相全橋式電壓型SPWM逆變器電路拓撲結(jié)構(gòu)圖如圖2所示。圖2中S1”S4的通斷由正弦脈寬調(diào)制產(chǎn)生的信號來控制。 SPWM正弦脈寬調(diào)制可分為雙極性調(diào)制方式、單極性調(diào)制方式和單極性倍頻調(diào)制方式［2］。

2.1 3種調(diào)制方式特點

2.1.1單極性調(diào)制方式

單極性調(diào)制方式的特點是在一個開關周期內(nèi)兩只功率管以較高的開關頻率互補開關，保證可以得到理想的正弦輸出電壓：另兩只功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，從而在很大程度上減小了開關損耗。但又不是固定其中一個橋臂始終為低頻（輸出基頻），另一個橋臂始終為高頻［載波頻率），而是每半個輸出電壓周期切換工作，即同一個橋臂在前半個周期工作在低頻，而在后半 周則工作在高頻，這樣可以使兩個橋臂的功率管工作狀態(tài)均衡，對于選用同樣的功率管時，使其使用壽命均衡，對增加可靠性有利。

2.l.2 雙極性調(diào)制方式

雙極性調(diào)制方式的特點是4個功率管都工作在較高頻率（載波頻率），雖然能得到正弦輸出電壓波形，但其代價是產(chǎn)生了較大的開關損耗。 2.l.3單極性倍頻調(diào)制方式 單極性倍頻調(diào)制方式的特點足輸出SPWM波的脈動頻率是單極性的兩倍，4個功率管都工作在較高頻率（載波頻率），因此，開關管損耗與雙極性相同。

2.2 3種調(diào)制方式下逆變器輸出電壓諧波分析［3］ 用MathcAD可推導出3種不同調(diào)制方式下逆變器輸出電壓各次諧波有效值與頻率的關系式。

1）對雙極性調(diào)制方式

式中：M為調(diào)制比； N為載波比； f0為正弦波輸出變頻變壓電源的輸出電壓頻率。 圖3～圖5為根據(jù)式（1）～（3）做出的3種不同調(diào)制方式逆變器輸出電壓頻譜圖（取M=0.8，開關頻率為50kHz，N=1000，f0=501Hz，E=400V）。

從圖3～圖5可知，3種調(diào)制方式下逆變器輸出電壓未經(jīng)濾波前，單極性調(diào)制方式及雙極性調(diào)制方式下逆變器輸出電壓諧波分量主要集巾在升關頻率及其倍頻附近，且單極性調(diào)制方式下逆變器輸出電壓諧波分量比雙極性要小。單極性倍頻調(diào)制方式下輸出電壓的諧波分量主要在2倍升關頻率及4倍開關頻率附近。選擇WPWM逆變器的輸出LC濾波器的轉(zhuǎn)折頻率為開關頻率的I／I0，LC濾波器對開關頻率及其倍頻附近的諧波具有明顯的衰減作用。

2.3 3種調(diào)制方式下濾波器輸出電壓THD比較

下面用MathCAD來分析3種不同調(diào)制方式下，逆變器輸出電壓經(jīng)過LC濾波器后的THD值。首先假定開關頻率為50kHz，直流側(cè)輸入電壓E=400V，正弦波輸出變壓變頻電源頻率為40～1000Hz。取Lc濾波器的電感L=360μH，電容C=2.8μF。濾波器轉(zhuǎn)折頻率為5kHz，滿載RL=60Ω。 THD值的計算公式為

式中：Ua1為濾波器輸出電壓基波分量的有效值；Uai為濾波器輸山電壓各次諧波分量的有效值。 根據(jù)LC濾波器特點，當濾波器輸出電壓諧波頻率為轉(zhuǎn)折頻率的100倍時，諧波電壓被衰減到原來的0.01％，100倍轉(zhuǎn)折頻率及更高的諧波被濾波器濾波以后町以忽略不計，使用MathCAD只分析到100倍轉(zhuǎn)折頻率。 從圖6可以看出，在無死區(qū)的情況下，單極性倍頻調(diào)制方式下濾波器輸出電壓的THD值小于其它兩種調(diào)制方式。在實際電路中，由于同一橋臂的兩個開關管工作在互補狀態(tài)，為避免直通，均要采用開通延遲技術，使得同一橋臂對管安全關斷以后才導通，開通的延遲時間即為死區(qū)時間。

圖7～圖9為M=O.8時3種不同調(diào)制方式下，加入不同死區(qū)時的濾波器輸出電壓的THD值與頻率的關系仿真圖。圖lO為M=0.4時3種不同調(diào)制方式下，加入相同死區(qū)時的濾波器輸出電骶的THD值與頻率的關系仿真圖。從闊7，圖10可知，3種調(diào)制方式下濾波器輸出電壓的THD值都隨著死Ix時間的增大和M減小而增大，在同樣的仿真條件下，單極性調(diào)制方式下濾波器輸出電壓的THD值小于其它兩種調(diào)制方式。

用11為肘=0 8時3種不同調(diào)制方式下，加入200ns死區(qū)時用TEK示波器實測變壓變頻電源開環(huán)輸出電壓的THD值與頻率的關系圖，與前面仿真結(jié)果相符。

3 控制信號

DS［，實現(xiàn) 控制電路采用r TMS320F240數(shù)寧信號處理器，主要任務是在定時中斷內(nèi)完成變壓變頻控制?？刂瞥绦蛴芍鞒绦蚝鸵粋€定時中斷程序組成，主程序主要完成讀取給定電壓，過流判斷，平均值外環(huán)計算等功能。定時中斷程序完成采樣輸出電壓，實時計算出下個開關周期輸出的脈寬。

4 實驗結(jié)果

圖12～圖14為用TDK示波器測取的3種不同調(diào)制方式下采用雙環(huán)控制策略的正弦波輸出變壓變頻電源在不同輸出電壓及不同輸出頻率下THD值比較。

5 結(jié)語

本文對正弦波輸出變頻變壓電源的不同調(diào)制方式進行了分析研究，研究結(jié)果表明，在輸出電壓要求的頻率范圍內(nèi)，無論是變壓變頻電源輸出電壓的THD仿真結(jié)果，還是實際輸出電壓的THD實測數(shù)據(jù)（包括開環(huán)、閉環(huán)），單極性調(diào)制方式下正弦波輸出變壓變頻電源輸出電壓的THD值比其它兩種調(diào)制方式小；而且單極性調(diào)制方式下功率管的損耗小于其它兩種調(diào)制方式，因此，對正弦波 輸出變頻變壓電源來說，單極性調(diào)制方式無論輸出電壓波形的質(zhì)量還是開關損耗，都優(yōu)于其它兩種調(diào)制方式。