在為高性能系統(tǒng)選擇寬帶模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)時，需要考慮多種模擬輸入?yún)?shù)，比如，ADC分辨率、采樣速率、信噪比(SNR)、有效位數(shù)(ENOB)、輸入帶寬、無雜散動態(tài)范圍(SFDR)以及微分或積分非線性度等。 對于GSPS ADC，最重要的一個交流性能參數(shù)可能就是SFDR。簡單而言，該參數(shù)規(guī)定了ADC以及系統(tǒng)從其他噪聲或者任何其他雜散頻率中解讀載波信號的能力。 為了實現(xiàn)GSPS ADC中所使用的轉(zhuǎn)換速率，可以采用以高采樣速率捕獲信號的多種架構(gòu)。然而，使用其中一些架構(gòu)時需要以犧牲全帶寬SFDR性能為代價。 為了認識轉(zhuǎn)換器SFDR對系統(tǒng)的影響，我們就設(shè)計工程師針對SFDR參數(shù)細節(jié)提出的一些常見問題進行了回答，同時對該參數(shù)在轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)手冊中的描述方式、對ADC性能起著限制或促進作用的各種架構(gòu)以及對SFDR性能形成限制的系統(tǒng)設(shè)計因素進行了說明。 我注意一以，數(shù)據(jù)手冊中關(guān)于SFDR的說明，有些列出了注意事項，有些沒有列出。到底什么是SFDR？ 能夠區(qū)分信號和噪聲是許多信號采集系統(tǒng)的一個關(guān)鍵方面。無論明確的電信協(xié)議、雷達掃描，還是測量儀器，弱信號的采集和解碼是區(qū)分任何系統(tǒng)性能的核心所在。 SFDR表示可從大干擾信號分辨出的最小功率信號。它定義的是載波功率的均方根(rms)值與頻域(如快速傅里葉變換(FFT))中的下一個最大有效雜散信號的均方根值之間的動態(tài)比值。因此，根據(jù)定義，該動態(tài)范圍不得存在其他雜散頻率。 SFDR通常采用功率單位(dBc)，量化為目標載波相對于下一個最大有效頻率的功率的范圍。然而，該參數(shù)也可以滿量程信號為基準，以功率單位(dBFS)為計量單位。這是一個重要的區(qū)別，因為目標載波可能是功率相對較低的信號，而且遠遠低于至ADC的滿量程輸入。當(dāng)情況確實如此時，SFDR在區(qū)分信號與其他噪聲和雜散頻率時變得至關(guān)重要。

是什么對ADC的SFDR構(gòu)成限制？

諧波頻率是基波頻率的整數(shù)倍數(shù)。對于設(shè)計良好的單芯片ADC內(nèi)核，SFDR一般主要由載波頻率與目標基波頻率的第二或第三諧波之間的動態(tài)范圍構(gòu)成。一些窄帶ADC數(shù)據(jù)手冊只會定義較窄的工作頻帶內(nèi)的SFDR，這種情況下，第二和第三諧波一般都位于帶外。其他數(shù)據(jù)手冊可能描述較寬帶寬內(nèi)的SFDR，同時就實現(xiàn)該性能要滿足的條件做出說明。盡管第二或第三諧波一般可能是主導(dǎo)雜散頻率，但由于存在其他系統(tǒng)原因，有些雜散也可能會限制GSPS ADC的SFDR性能。例如，多個交錯ADC內(nèi)核可能會把交錯偽像帶入頻域，從而產(chǎn)生雜散頻率。這些在量級上有可能比基波頻率的第二或第三諧波大。因此，它們會成為SFDR的主導(dǎo)限制因素。盡管這可能不符合直覺，但在交錯ADC數(shù)據(jù)手冊中，SFDR參數(shù)值可能會伴隨一條警告消息，稱計算時未納入交錯雜散(圖1)。

圖1.這是一款單芯片12位ADC的FFT，其中，第三諧波為SFDR的主要貢獻因素。在這種情況下，從基波(–1 dBFS)到第三諧波(–82 dBFS)的動態(tài)范圍為–81 dBc，因為動態(tài)范圍是相對于載波功率的。

窄帶SFDR要以外推至寬帶SFDR嗎？

如果系統(tǒng)只需要較窄的頻帶，則可使用帶通抗混疊輸入濾波器來抑制目標頻帶以外的諧波或偽像。只要無需觀察濾波頻帶范圍內(nèi)的信號，這對某些應(yīng)用來說可能非常有效。但對于帶寬信號采集系統(tǒng)來說，這卻是不可行的。在有些數(shù)據(jù)手冊中，ADC的SFDR參數(shù)值也可能針對的是很窄的一部分帶寬，要比ADC的滿量程輸入帶寬小得多。 一般地，我們不能假定，可對針對窄頻帶的SFDR進行外推，以在較寬或滿量程奈奎斯特頻帶(即Fs/2)中獲得相同的性能。其主要原因在于，針對基波窄帶的頻率規(guī)劃的目的就是過濾掉較高諧波并將其推至目標頻帶以外。如果移除濾波器，則這些諧波和其他雜散將成為系統(tǒng)中寬帶SFDR的一部分(圖2和圖3)。

圖2.實際上，窄帶應(yīng)用可能使用寬帶SFDR較差的ADC。利用抗混疊濾波器來抑制紅色陰影區(qū)域的頻率，就可以將會導(dǎo)致SFDR性能下降的任何諧波或雜散過濾到帶外。

圖3.運用相同的條件，同時假定移除ADC濾波，結(jié)果，寬帶諧波或雜散會對SFDR形成限制。這種情況表明，將優(yōu)良的窄帶SFDR外推至寬帶SFDR是不可行的。

差分輸入ADC的SFDR可能受到其他前端系統(tǒng)元件的影響嗎？

多數(shù)高速ADC采用一種差分輸入結(jié)構(gòu)，具有良好的共模噪聲抑制能力。然而，這需要許多采集系統(tǒng)在ADC輸入前端將單端信號轉(zhuǎn)換成差分信號。對于從單端到差分信號的這一轉(zhuǎn)換過程，主要選擇是無源巴倫或變壓器及有源放大器。雖然系統(tǒng)的這一部分有許多高性能元件可供選擇，但是，即使最好的解決方案也會存在一些較小的差分不平衡，結(jié)果會使目標信號失真，并減小通過ADC的SFDR。 ADC前端的差分輸入信號各端之間的相位失配會導(dǎo)致基波信號諧波功率增加。當(dāng)差分信號的一端在時間上先于另一端且提前量達到相對于其周期的一定相位量時，就可能發(fā)生這種情況。其效應(yīng)如圖4所示，此時，差分對的一端比另一端提前較小的周期相位量。

圖4.這種情況下，巴倫輸出與ADC差分輸入之間存在幾度的相位失配。如果差分輸入在相位上完全匹配，這可能導(dǎo)致FFT中的第二諧波比其他情況下高，從而對SFDR造成影響。

差分信號采集系統(tǒng)前端的另一不平衡可能是幅度失配。當(dāng)差分信號一端的增益不同于其補碼時，ADC輸入就會把一端視為較大信號，另一端視為較小信號。在其他情況下，這會減小基波信號的全功率，降低SFDR的dBc值。差分輸入端如果存在2-dB的幅度失配，結(jié)果會導(dǎo)致滿量程輸入信號功率下降1-dB。這些前端信號完整性方面的每個問題都可能使ADC的SFDR性能以及整個系統(tǒng)的信號解碼能力下降。

可能限制SFDR的ADC架構(gòu)有哪些？

采樣速率達到且超過1 GSPS的幾種ADC采用一種交錯方案，利用一對或幾個分立通道或內(nèi)核來實現(xiàn)完全高速數(shù)據(jù)速率。例如，可以基于交錯方案，用一個雙通道ADC來實現(xiàn)完全采樣速率，其中，每個內(nèi)核輪流使用采樣過程。當(dāng)一個通道在采樣時，另一通道將處理前面的采樣。交錯架構(gòu)也可使用3個或更多ADC內(nèi)核。

采用交錯方法時，多個ADC內(nèi)核可以并行工作，從而實現(xiàn)高于單核的采樣速率。然而，每個這些內(nèi)核的輸入端之間都存在相位、失調(diào)、增益和帶寬微小差異。結(jié)果，新的交錯偽像和圖像雜散可能進入頻譜中，從而導(dǎo)致ADC寬帶SFDR下降。這會減小系統(tǒng)的動態(tài)范圍，降低其分辨弱目標信號與交錯雜散的能力。為了緩解交錯ADC看到的偽像，系統(tǒng)設(shè)計師可能需要仔細閱讀應(yīng)用筆記，了解特殊校準模式和方法，以便對雜散做出細致的安排。 只有一個處理內(nèi)核的單芯片ADC架構(gòu)不會出現(xiàn)交錯雜散。例如，作為一種寬帶轉(zhuǎn)換器，單核流水線ADC都會標榜相對較高的SFDR，一般受第二或第三諧波的限制。

交錯ADC的性能在頻域中有著怎樣的表現(xiàn)？

對于由三個分立交錯內(nèi)核構(gòu)成的采樣架構(gòu)，有兩個增益和相位圖像雜散及一個失調(diào)雜散(圖5)?？稍?/3 × 奈奎斯特頻率時看到失調(diào)雜散，但在這種情況下，失調(diào)雜散并非SFDR的主要貢獻因素。SFDR限制增益和相位雜散可在(2/3 × 奈奎斯特頻率±模擬輸入頻率)時看到。

圖5.在該FFT中，在一個交錯系統(tǒng)板上采用了三個分立式ADC。請注意，關(guān)聯(lián)交錯雜散偽像會給SFDR帶來–8 dBc的限制，而第二諧波為–85 dBFS。 幅度上最大的雜散是系統(tǒng)SFDR的最大貢獻因素。如果沒有交錯雜散，SFDR將是從基波頻率到第二諧波的動態(tài)范圍。在這種具體情況下，交錯圖像雜散會導(dǎo)致SFDR性能下降–8-dB。 對于由四個分立交錯內(nèi)核構(gòu)成的采樣架構(gòu)，有三個增益和相位圖像雜散及兩個失調(diào)雜散(圖6)。在奈奎斯特頻率以及? × 奈奎斯特頻率下存在失調(diào)雜散，在(奈奎斯特頻率–模擬輸入頻率)下另有一個圖像雜散，但在這種情況下，這些都不是SFDR的主要貢獻因素。主要增益和相位雜散可在(1/2 ×奈奎斯特頻率±模擬輸入頻率)時看到。

圖6.在該FFT中，在一個交錯系統(tǒng)板上采用了4個分立式ADC。請注意，關(guān)聯(lián)圖像雜散偽像會在? × 奈奎斯特頻率 ± Ain時影響SFDR，給SFDR帶來–13 dBc的限制，而第三諧波為–84 dBFS。 如果這些雜散的幅度大于第二或第三諧波，則會成為系統(tǒng)中SFDR的主要貢獻因素。如果沒有交錯雜散，SFDR將是從基波頻率到第三諧波的動態(tài)范圍。在這種具體情況下，交錯圖像雜散會導(dǎo)致SFDR性能下降–13-dB。

SFDR的其他限制因素

造成SFDR性能下降的另一潛在領(lǐng)域是系統(tǒng)設(shè)計，即在設(shè)計允許外部噪聲耦合到ADC的模擬輸入端或時鐘輸入端時。另外，如果系統(tǒng)板布局規(guī)劃不當(dāng)，ADC的數(shù)字輸出端有可能耦合回輸入端。外部噪聲也可能耦合到ADC的基準電壓源、電源或接地域上。如果噪聲足夠大且具有半周期性，則會在系統(tǒng)的頻域中表現(xiàn)為無用的SFDR限制雜散，與基波頻率或ADC架構(gòu)均無關(guān)系。

GSPS ADC的未來發(fā)展趨勢

具有高寬帶SFDR的GSPS ADC目前已經(jīng)上市，這類器件不存在過去曾對系統(tǒng)性能形成限制的交錯偽像。AD9860是一款雙通道、14位、1-GSPS ADC，可在1-GHz輸入下實現(xiàn)78 dBc的SFDR。AD9625是一款12位、2-GSPS ADC，可在1-GHz輸入下實現(xiàn)80 dBc的典型寬帶SFDR。 SFDR是GSPS和ADC的一個重要而關(guān)鍵的性能指標。寬帶SFDR一般受基波信號第二或第三諧波的限制。單通道單芯片流水線ADC及其他高級架構(gòu)為高性能GSPS轉(zhuǎn)換器開創(chuàng)了一個新的前沿。在頻域中，它們不存在ADC架構(gòu)過去在GSPS空間所表現(xiàn)的交錯雜散。

對于要求寬帶響應(yīng)的應(yīng)用，查看、規(guī)劃和移除這些偽像可能面臨諸多問題。新型解決方案可以解決這些系統(tǒng)問題，同時還能在整個寬帶頻譜內(nèi)提供最先進的SFDR性能。