DC/DC 轉換器中半導體器件的高頻開關特性是主要的傳導和輻射發(fā)射源。本文章系列的第 2 部分回顧了 DC/DC 轉換器的差模 (DM) 和共模 (CM) 傳導噪聲干擾。在電磁干擾 (EMI) 測試期間，如果將總噪聲測量結果細分為 DM 和 CM 噪聲分量，可以確定 DM 和 CM 兩種噪聲各自所占的比例，從而簡化 EMI 濾波器的設計流程。高頻下的傳導發(fā)射主要由 CM 噪聲產(chǎn)生，該噪聲的傳導回路面積較大，進一步推動輻射發(fā)射的產(chǎn)生。

在第 3 部分中，我將全面介紹降壓穩(wěn)壓器電路中影響 EMI 性能和開關損耗的感性和容性寄生元素。通過了解相關電路寄生效應的影響程度，可以采取適當?shù)拇胧⒂绊懡抵磷畹筒p少總體 EMI 信號。一般來說，采用一種經(jīng)過優(yōu)化的緊湊型功率級布局可以降低 EMI，從而符合相關法規(guī)，還可以提高效率并降低解決方案的總成本。

檢驗具有高轉換率電流的關鍵回路

根據(jù)電源原理圖進行電路板布局時，其中一個重要環(huán)節(jié)是準確找到高轉換率電流（高 di/dt）回路，同時密切關注布局引起的寄生或雜散電感。這類電感會產(chǎn)生過大的噪聲和振鈴，導致過沖和地彈反射。圖 1 中的功率級原理圖顯示了一個驅動高側和低側 MOSFET（分別為 Q1 和 Q2）的同步降壓控制器。

以 Q1 的導通轉換為例。在輸入電容 CIN 供電的情況下，Q1 的漏極電流迅速上升至電感電流水平，與此同時，從 Q2 的源極流入漏極的電流降為零。MOSFET 中紅色陰影標記的回路和輸入電容（圖 1 中標記為“1”）是降壓穩(wěn)壓器的高頻換向功率回路或“熱”回路 。功率回路承載著幅值和 di/dt 相對較高的高頻電流，特別是在 MOSFET 開關期間。

圖 1：具有高轉換率電流的重要高頻開關回路

圖 1 中的回路“2”和“3”均歸類為功率 MOSFET 的柵極回路。具體來說，回路 2 表示高側 MOSFET 的柵極驅動器電路（由自舉電容 CBOOT 供電）?；芈?3 表示低側 MOSFET 柵極驅動器電路（由 VCC 供電）。這兩條回路中均使用實線繪制導通柵極電流路徑，以虛線繪制關斷柵極電流路徑。

寄生組分和輻射EMI

EMI 問題通常涉及三大要素：干擾源、受干擾者和耦合機制。干擾源是指 dv/dt 和/或 di/dt 較高的噪聲發(fā)生器，受干擾者指易受影響的電路（或 EMI 測量設備）。耦合機制可分為導電和非導電耦合。非導電耦合可以是電場（E 場）耦合、磁場（H 場）耦合或兩者的組合 - 稱為遠場 EM 輻射。近場耦合通常由寄生電感和電容引起，可能對穩(wěn)壓器的 EMI 性能起到?jīng)Q定性作用，影響顯著。

功率級寄生電感

功率 MOSFET 的開關行為以及波形振鈴和 EMI 造成的后果均與功率回路和柵極驅動電路的部分電感相關。圖 2 綜合顯示了由元器件布局、器件封裝和印刷電路板 (PCB) 布局產(chǎn)生的寄生元素，這些寄生元素會影響同步降壓穩(wěn)壓器的 EMI 性能。

圖 2：降壓功率級和柵極驅動器的“剖析原理圖”（包含感性和容性寄生元素）

有效高頻電源回路電感 (LLOOP) 是總漏極電感 (LD)、共源電感 (LS)（即輸入電容和 PCB 走線的等效串聯(lián)電感 (ESL)）和功率 MOSFET 的封裝電感之和。按照預期，LLOOP 與輸入電容 MOSFET 回路（圖 1 中的紅色陰影區(qū)域）的幾何形狀布局密切相關。

與此同時，柵極回路的自感 LG 由 MOSFET 封裝和 PCB 走線共同產(chǎn)生。從圖 2 中可以看出，高側 MOSFET Q1 的共源電感同時存在于電源和柵極回路中。Q1 的共源電感產(chǎn)生效果相反的兩種反饋電壓，分別控制 MOSFET 柵源電壓的上升和下降時間，因此降低功率回路中的 di/dt。然而，這樣通常會增加開關損耗，因此并非理想方法。

功率級寄生電容

公式 1 為影響 EMI 和開關行為的功率 MOSFET 輸入電容、輸出電容和反向傳輸電容三者之間的關系表達式（以圖 2 中的終端電容符號表示）。在 MOSFET 開關轉換期間，這種寄生電容需要幅值較高的高頻電流。

公式 2 的近似關系表達式表明，COSS 與電壓之間存在高度非線性的相關性。公式 3 給出了特定輸入電壓下的有效電荷 QOSS，其中 COSS-TR 是與時間相關的有效輸出電容，與部分新款功率 FET 器件的數(shù)據(jù)表中定義的內(nèi)容一致。

圖 2 中的另一個關鍵參數(shù)是體二極管 DB2 的反向恢復電荷 (QRR)，該電荷導致 Q1 導通期間出現(xiàn)顯著的電流尖峰。QRR 取決于許多參數(shù)，包括恢復前的二極管正向電流、電流轉換速度和芯片溫度。一般來說，MOSFET QOSS 和體二極管 MOSFET QOSS 會為分析和測量過程帶來諸多難題。在 Q1 導通期間，為 Q2 的 COSS2 充電的前沿電流尖峰和為 QRR2 供電以恢復體二極管 DB2 的前沿電流尖峰具有類似的曲線圖，因此二者常被混淆。

EMI頻率范圍和耦合模式

表 1 列出了三個粗略定義的頻率范圍，開關模式電源轉換器在這三種頻率范圍內(nèi)激勵和傳播 EMI [5]。在功率 MOSFET 開關期間，當換向電流的轉換率超過 5A/ns 時，2nH 寄生電感會導致 10V 的電壓過沖。此外，功率回路中的電流具有快速開關邊沿（可能存在與體二極管反向恢復和 MOSFET COSS 充電相關的前沿振鈴），其中富含諧波成分，產(chǎn)生負面影響嚴重的 H 場耦合，導致傳導和輻射 EMI 增加。

表 1：開關轉換器噪聲源和常規(guī) EMI 頻率分類

噪聲耦合路徑主要有以下三種：通過直流輸入線路傳導的噪聲、來自功率回路和電感的 H 場耦合以及來自開關節(jié)點銅表面的 E 場耦合。

轉換器開關波形分析建模

如第 2 部分所述，開關節(jié)點電壓的上升沿和下降沿分別是非隔離式轉換器中 CM 噪聲和 E 場耦合的主要來源。在EMI 分析中，設計者最關注電源轉換器噪聲發(fā)射的諧波含量上限或“頻譜包絡”，而非單一諧波分量的幅值。借助簡化的開關波形分析模型，我們可以輕松確定時域波形參數(shù)對頻譜結果的影響。

為了解與開關節(jié)點電壓相關的諧波頻譜包絡，圖 3 給出了近似的時域波形。每一部分均由其幅值 (VIN)、占空比 (D)、上升和下降時間（tR 和 tF）以及脈寬 (t1) 來表示。其中，脈寬的定義為上升沿中點與下降沿中點的間距。

傅立葉分析結果表明，諧波幅值包絡為雙 sinc 函數(shù)，轉角頻率為 f1 和 f2，具體取決于時域波形的脈寬和上升/下降時間。對于降壓開關單元的各個輸入電流波形，可以應用類似的處理方法。測得的電壓和電流波形中相應的頻率分量可以表示開關電壓和電流波形邊沿處的振鈴特性（分別由寄生回路電感和體二極管反向恢復產(chǎn)生）。

圖 3：開關節(jié)點電壓梯形波形及其頻譜包絡（受脈寬和上升/下降時間影響）

一般來說，電感 LLOOP 會增加 MOSFET 漏源峰值電壓尖峰，并且還會加劇開關節(jié)點的電壓振鈴，影響 50MHz 至 200MHz 范圍內(nèi)的寬帶 EMI。在這種情況下，最大限度縮減功率回路的有效長度和閉合區(qū)域顯得至關重要。這樣不僅可減小寄生電感，而且還可以減少環(huán)形天線結構發(fā)出的磁耦合輻射能量，從而實現(xiàn)磁場自消除。

穩(wěn)壓器輸入端基于回路電感比率發(fā)生傳導噪聲耦合，而輸入電容 ESL 決定濾波要求。減小 LLOOP 會增加輸入濾波器的衰減要求。幸運的是，如果降壓輸出電感的自諧振頻率 (SRF) 較高，傳導至輸出的噪聲可降至最低。換言之，電感應具有較低的有效并聯(lián)電容 (EPC)，以便在從開關節(jié)點到 VOUT 的網(wǎng)絡中獲得較高的傳輸阻抗。此外，還會通過低阻抗輸出電容對輸出噪聲進行濾波。

等效諧振電路

根據(jù)圖 4 所示的同步降壓穩(wěn)壓器時域開關節(jié)點的電壓波形可知，MOSFET 開關期間傳輸?shù)募纳芰繒ぐl(fā) RLC 諧振。右側的簡化等效電路用于分析 Q1 導通和關斷時的開關行為。從電壓波形中可以看出，上升沿的開關節(jié)點電壓明顯超出 VIN，而下降沿的開關節(jié)點電壓明顯低于接地端 (GND)。

振蕩幅值取決于部分電感在回路內(nèi)的分布，回路的有效交流電阻會抑制隨后產(chǎn)生的振鈴。這不僅為 MOSFET 和柵極驅動器提供電壓應力，還會影響寬帶輻射 EMI 的中心頻率。

根據(jù)圖 4 中的上升沿電壓過沖計算可得，振鈴周期為 6.25ns，對應的諧振頻率為 160MHz。此外，將一個近場 H 探頭直接放在開關回路區(qū)域上方也可以識別該頻率分量。利用計算型 EM 場仿真工具，可以推導出與高頻諧振和輻射發(fā)射相關的部分回路電感值。不過，還有一種更簡單的方法。這種方法需要測量諧振周期 TRing1 并從 MOSFET 數(shù)據(jù)表中獲取輸入電壓工作點的 COSS2，然后利用公式 4 計算總回路電感。

其中兩個重要因素是諧振頻率以及諧振固有的損耗或阻尼因子 a。主要設計目標是通過最大限度減小回路電感盡可能提升諧振頻率。這樣可以降低存儲的無功能量總值，減少諧振開關節(jié)點電壓峰值過沖。此外，在趨膚效應的作用下，較高頻率處的阻尼因子增大，提升 RLOOP 的有效值。

總結

盡管氮化鎵 (GaN) 功率級同步降壓轉換器通常在低于 3MHz 的頻率下切換開關狀態(tài)，但產(chǎn)生的寬帶噪聲和 EMI 往往高達 1GHz 甚至更高。EMI 主要由其快速開關的電壓和電流特性所致。實際上，器件開關波形的高頻頻譜成分是獲取 EMI 產(chǎn)生電位指示的另一種途徑，它能夠指明 EMI 與開關損耗達到良好權衡的結果。

首先從原理圖中確定關鍵的轉換器開關回路，然后在 PCB 轉換器布局設計過程中盡量縮減這些回路的面積，從而減少寄生電感和相關的 H 場耦合，降低傳導和輻射 EMI。

在這篇系列文章的后續(xù)章節(jié)中，我將通過多種 DC/DC 轉換器電路重點介紹改善 EMI 性能矢量的系統(tǒng)級和集成電路 (IC) 的特定功能。緩解傳導 EMI 的措施通常也可以改善輻射 EMI，這兩方面經(jīng)常相互促進的。

審核編輯：何安