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在電源電路中，有物理接口插拔的地方，就有可能產(chǎn)生浪涌電流。此文主要是想要跟大家分享基于單顆P-MOSFET實(shí)現(xiàn)浪涌電流抑制的方法，適用于電源的輸入端和輸出端，希望有興趣的朋友一起多交流學(xué)習(xí)。

至于這里為何使用P-MOSFET而不是N-MOSFET實(shí)現(xiàn)，是因?yàn)镻-MOSFET作為高邊開關(guān)使用時的導(dǎo)通方法更簡單、容易實(shí)現(xiàn)，如果使用N-MOSFET作為高邊開關(guān)的話，需要另外使用自舉電路才能使其導(dǎo)通。所以，本章節(jié)主要跟大家分享的就是：單顆P-MOSFET實(shí)現(xiàn)浪涌電流抑制的方式方法，同時，使用P-MOSFET實(shí)現(xiàn)浪涌電流抑制是一種常見的電路設(shè)計方法，主要用于在電源啟動或負(fù)載切換時限制電流的突然增加，從而保護(hù)電路元件。

一、Single P-MOSFET負(fù)載開關(guān)電路方案A

上圖所示，是基于單顆P-MOSFET Q1 (AON6403) 的浪涌電流抑制電路；其中，AON6403的柵極閾值電壓（Gate Threshold Voltage）VGS(th)典型值為-1.7V。當(dāng)施加輸入VIN且VIN > 1.7V之后，Q1就滿足了開啟條件，從而導(dǎo)通，相當(dāng)于短接了VIN和VOUT。其中，C1/C2是輸入電容，C4/C5是輸出電容，RL1表示該電路的負(fù)載。

這里需要重點(diǎn)說明的是：

1、電容C3是并聯(lián)在Q1的源極S（Source）和柵極G（Gate）直接實(shí)現(xiàn)軟啟動功能的電容，相當(dāng)于是增大了Q1的柵源寄生電容Cgs。

2、電阻R1可以限制C3充電的速率，其阻值越大，Q1的源極S相對于柵極G的壓差從0上升到1.7V所需的時間也越長，也就是Q1的軟啟動時間越長（理論上，該軟啟動時間大小為R1*C3），VIN到VOUT的浪涌電流也越小。

3、當(dāng)Q1完全導(dǎo)通后，電流是從S極流向D極。這就是該電路能夠?qū)崿F(xiàn)浪涌電流抑制的原理。

這里需要注意的是：

1、AON6403元件漏極與源極之間的耐壓值為-30V，柵極與源極之間的耐壓值為±20V，所以該電路僅適用于輸入電壓VIN小于20V的應(yīng)用場景。當(dāng)輸入電壓VIN超過20V時，該電路就不再適用了，否則會有擊穿損壞的風(fēng)險。

2、下圖所示，這種使用單顆P-MOSFET組成的Load Switch電路無法實(shí)現(xiàn)防電流倒灌功能，當(dāng)輸出端電壓高于輸入端電壓時，P-MOSFET的體二極管（body diode）或寄生二極管（parasitic diode）就構(gòu)成了反向電流路徑。

二、Single P-MOSFET負(fù)載開關(guān)電路方案B

上圖所示，當(dāng)施加VIN之后，VIN通過P-MOSFET Q1的寄生二極管給輸出電容C9/C10充電，同時也通過C8和R2路徑給外部“柵源電容”（MOSFET柵極和源極之間額外增加的電容）C8充電，當(dāng)Q1的源極相對于柵極電壓（即C8兩端的壓差）從0充電到1.7V水平時，Q1柵極與源極之間的電壓達(dá)到-1.7V這個開啟電壓，Q1就開始導(dǎo)通，進(jìn)而將寄生二極管的電流路徑旁路。當(dāng)Q2完全導(dǎo)通后，電流從D極流向S極。

這里值得關(guān)注的是：

方案B電路除了能夠?qū)崿F(xiàn)軟啟動功能外，同時能夠?qū)崿F(xiàn)輸入電源防反接功能。當(dāng)直流（DC）輸入電源正極接到VIN，直流（DC）輸入電源負(fù)極（相當(dāng)于GND）接到GND時，P-MOSFET的VGS壓差為負(fù)的，也就是源極電壓高于柵極電壓，當(dāng)VGS < VGS(th) 時，P-MOSFET能夠?qū)ā?/p>

當(dāng)直流輸入電源正極接到GND，直流輸入電源負(fù)極接到VIN時，P-MOSFET的VGS壓差為正的，也就是柵極電壓高于源極電壓，VGS始終大于零，P-MOSFET無法導(dǎo)通，從而達(dá)到保護(hù)后級電路不被燒壞的目的。

所以，方案B相對方案A的優(yōu)點(diǎn)是：除軟啟動功能外，還具有輸入電源防反接功能。

三、Single P-MOSFET負(fù)載開關(guān)電路方案C

上圖所示，當(dāng)輸入電源VIN大于AON6403元件的柵極和源極耐壓值±20V，達(dá)到60V甚至100V時，可以通過增加R3電阻抬升柵極電壓，使得柵極和源極之間的差值保持在20V以內(nèi)。

當(dāng)VIN = 60V時，忽略寄生二極管壓降，可以認(rèn)為VOUT = 60V，那么柵極和源極之間差值為VGS = 60V * 47k / ( 470k + 47k ) = 5.45V；

當(dāng)VOUT=100V時，柵極和源極之間差值為VGS = 100V * 47k / ( 470k + 47k ) = 9.09V；可見，5.45V和9.09V都是在±20V耐壓范圍內(nèi)的，是安全的。當(dāng)Q3完全導(dǎo)通后，電流從S極流向D極。

所以，方案C相對方案A的優(yōu)點(diǎn)是：適用于輸入電源VIN大于VGS最大耐壓20V的應(yīng)用場景。

四、Single P-MOSFET負(fù)載開關(guān)電路方案D

上圖所示，方案D是在方案C的基礎(chǔ)上，將Q3的S極交換到VOUT端，將D極交換到VIN端而得到。

該方案D相對方案A的優(yōu)點(diǎn)是：

1、適用于輸入電源大于VGS最大耐壓20V的應(yīng)用場景。

2、除軟啟動功能外，還具有輸入電源防反接功能。也就是，同時具備了方案B和方案C的優(yōu)點(diǎn)。

五、四種方案對比

1、這里需要注意的是，以上四個電路方案都不具備電流防倒灌功能。也就是說，當(dāng)使用上述電路方案并聯(lián)為同一個負(fù)載供電，當(dāng)輸入電源VIN1關(guān)斷或VIN2關(guān)斷時，兩個負(fù)載開關(guān)仍然都處于導(dǎo)通狀態(tài)，從而有電流倒灌到VIN2或VIN1的輸出端，這可能會燒壞電壓相對較低的電源電路，圖 5.83所示。

2、方案A/C優(yōu)于方案B/D的原因在于，不存在方案B/D寄生二極管可能損壞的問題。

六、實(shí)際應(yīng)用中的注意事項(xiàng)

1、熱管理

P-MOSFET在導(dǎo)通時會產(chǎn)生熱量，因此需要確保其散熱良好，避免過熱損壞。

2、電路調(diào)試

在實(shí)際應(yīng)用中，可能需要通過調(diào)整RC電路的時間常數(shù)或柵極驅(qū)動電路的參數(shù)，來優(yōu)化浪涌電流的抑制效果。

七、實(shí)現(xiàn)浪涌電流抑制的建議

1、選擇合適的P-MOSFET

根據(jù)具體應(yīng)用需求選擇具有合適柵極閾值電壓和導(dǎo)通特性的P-MOSFET。

2、優(yōu)化電阻R1的阻值

根據(jù)所需的軟啟動時間和浪涌電流抑制效果，合理選擇電阻R1的阻值。

3、電路拓?fù)溥x擇

根據(jù)實(shí)際應(yīng)用場景，選擇最適合的電路拓?fù)湟詫?shí)現(xiàn)最佳的浪涌電流抑制效果。

寫在最后的話

使用P-MOSFET實(shí)現(xiàn)浪涌電流抑制是一種有效的方法，通過合理選擇元件和設(shè)計電路，可以有效地限制浪涌電流，保護(hù)電路中的其他元件。在實(shí)際應(yīng)用中，需要根據(jù)具體需求進(jìn)行調(diào)試和優(yōu)化，以確保電路的穩(wěn)定性和可靠性。

如果需要更詳細(xì)的設(shè)計方案或具體元件推薦，建議參考相關(guān)的電路設(shè)計手冊或咨詢專業(yè)的電子工程師。本文分享了4個基于P-MOSFET的浪涌電流抑制方案。如有錯誤，歡迎交流指正。

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審核編輯 黃宇