來源：CSDN技術(shù)社區(qū);作者：子正

我們知道的MOS管的失效機制就是——你不能讓功率回路的電流相位超前電壓。這個超前的，與即將開通的MOS管的帶來的電壓方向反相的電流會被反拉回零點。而不是像正常的感性電路中是被正向拉至零點。正向拉，所有的LLC器件包括次級回路都在參與卸力，只是在加速回零點。而反向回拉，電流會過零點，引發(fā)震蕩;并且加大了開關(guān)管兩端的電勢差，造成MOS管擊穿風(fēng)險。

1. 包含有LLC諧振半橋的ZVS橋式拓?fù)洌枰粋€帶有反向快速恢復(fù)體二極管的MOSFET，才能獲得更高的可靠性

與MOS管并聯(lián)的反向體二極管的主要作用，是在非0電流關(guān)斷的情況下，為LLC回路的感性電流提供泄流通道?？紤]Fs>Fr的情形：

考慮電壓的下降沿，上管Q1管關(guān)斷瞬間，此時LLC的回路電流并不為零，因為有死區(qū)存在，那個緊挨著電壓切換沿的比較陡的電流下降沿（很短）。這個沿的電流是通過下管Q2的體二極管泄流的，如下圖所示：

Q1開通，主變壓器Lp上的勵磁電流一直在高電平狀態(tài)處于充電狀態(tài)，此時等效電路的勵磁電流在MOS管上管關(guān)斷的一刻達(dá)到峰值。

上管Q1在從導(dǎo)通到關(guān)閉的瞬間，LLC回路電流不可能停止，此時電流會經(jīng)由Q2的體二極管泄流。因為此時電流與Q2的體二極管導(dǎo)通方向同方向。

Q2之前開路，內(nèi)部寄生電容，積累的與體二極管反向的電荷（由Q2 - N型MOS管的漏極指向源極），也剛好隨著這股反向電流被釋放。實現(xiàn)后續(xù)的零電壓開關(guān)——體二極管的泄流能力很強。 這就是1.1節(jié)描述的LLC回路會自然實現(xiàn)MOS管的ZVS零電壓開通：

1.1MOSFET在LLC回路里會更容易的達(dá)到ZVS，減少開通損耗

借助功率MOSFET的等效輸出電容和變壓器的漏感可以使所有的開關(guān)工作在ZVS 狀態(tài)下，無需額外附加輔助開關(guān)。

這句話的意思是這個，在第一個MOS管（比如下圖中的Q1）關(guān)斷時，第二個MOS管Q2未開通前，第二個MOS管Q2因為之前開路，寄生電容累積的電荷在未接入諧振網(wǎng)絡(luò)前，電荷的總量是下面那個Ip，這部分電荷和此時LLC回路的電流同相。如果這部分電流，能隨Im被抽走，那么Q2導(dǎo)通時就會自然地零電壓導(dǎo)通。

2.MOS管會在何時失效？

LLC諧振變換器中的一個潛在失效模式與由于體二極管反向恢復(fù)特性較差引起的直通電流相關(guān)。即使功率MOSFET的電壓和電流處于安全工作區(qū)域，反向恢復(fù)dv/dt和擊穿dv/dt也會在如啟動、 過載和輸出短路的情況下發(fā)生。

在MOS管關(guān)斷時，回路電流相位如果超前于電壓相位，此時電流會在MOS管關(guān)斷前跌至電壓的反相。似乎此時無論是上管還是下管都會因為這個反向電流引發(fā)的反向電壓承載更多的電壓降？

而且這部分電流也會因為LLC回路的感性器件，變得無法很快消退，Cr和開關(guān)管會承受這股升壓。

重載情況下，Lm會在反射負(fù)載RLOAD的作用下視為完全短路，輕載情況下依然保持與諧振電感Lr串 聯(lián)。因此，諧振頻率由負(fù)載情況決定。Lr 和Cr決定諧振頻率fr1，Cr和兩個電感Lr 、Lm決定第二諧振頻率fr2，隨著負(fù)載的增加，諧振頻率隨之增加。諧振頻率在由變壓器和諧振電容Cr決定的大值和小值之間變動。

注意，這里用的是極值推理，描述了整個電路的等效諧振頻點，隨負(fù)載變化時的移動。但這個表述是錯的，負(fù)載增大時，實際與諧振頻點是在反向移動。原因很簡單，輕載無需高增益，此時系統(tǒng)切換頻點，距離諧振位置其實更遠(yuǎn)。

如果按等效電路看，LLC電路參數(shù)的容性和感性元件，決定的LC，LLC，只有兩個頻點。是開關(guān)頻點在移動。

3.MOS管的正常開關(guān)狀態(tài)(感性區(qū)域)

1.電壓變化 - 在開關(guān)時

2.1電流變化 - 在開關(guān)時

注意，勵磁電流始終近似三角波。因為勵磁電感大于諧振電感。整個回路的電流在空載，近乎三角波，但是在有負(fù)載時，負(fù)載電流會和勵磁電流疊加：

Vds1從0變1，意味著Vds發(fā)生了關(guān)斷。此時：

Ids1隨Imy的同步跌落被打斷。

這部分電流被轉(zhuǎn)移到Ids2的導(dǎo)通方向的反向，通過體二極管泄流。

為什么這個沿兒這么陡峭？是因為MOS管內(nèi)的寄生電容積聚的電壓嗎？

4. MOS管的不利工況：

4.1 上電

紫色 - 上管漏極電流

綠色 - 上管電壓

黃色 - 下管漏極電流

藍(lán)色 - 下管電壓

對于Q1,在它發(fā)生切換時，會有一個與電壓相位相反的電流流過Mos管。它就是那段Lm從電流最強位置，開始反向回落的電流。

4.2 正常工作時進(jìn)入容性區(qū)

4.2.1 容性區(qū)域的開關(guān)管波形

MOSFET在零電流處關(guān)斷。

在MOSFET開通前(死區(qū))，負(fù)向電流流 過另一個MOSFET的體二極管。

當(dāng)MOSFET開關(guān)開通， 另一個MOSFET體二極管的反向恢復(fù)應(yīng)力很大——由于大 反向恢復(fù)電流尖峰不能夠流過諧振電路，它將流過另一個MOSFET。這就會產(chǎn)生很大的開關(guān)損耗，并且電流和 電壓尖峰能夠造成器件失效。因此，變換器需要避免工 作在這個區(qū)域。

4.2.2 容性區(qū)域介紹：

當(dāng)開關(guān)頻率 fs

MOSFET在零電流處關(guān)斷。在MOSFET開通前，電流流 過另一個MOSFET的體二極管。當(dāng)MOSFET開關(guān)開通， 另一個MOSFET體二極管的反向恢復(fù)應(yīng)力很大。由于大 反向恢復(fù)電流尖峰不能夠流過諧振電路，它將流過另一個MOSFET。這就會產(chǎn)生很大的開關(guān)損耗，并且電流和 電壓尖峰能夠造成器件失效。因此，變換器需要避免工 作在這個區(qū)域。

對于開關(guān)頻率fs>fr1，諧振電路的輸入阻抗為感性。 MOSFET電流在開通后為負(fù)，關(guān)斷前為正。MOSFET開 關(guān)在零電壓處開通。因此，不會出現(xiàn)米勒效應(yīng)從而使開 通損耗小化。MOSFET的輸入電容不會因米勒效應(yīng)而 增加。而且體二極管的反向恢復(fù)電流是正弦波形的一部 分，并且當(dāng)開關(guān)電流為正時，會成為開關(guān)電流的一部 分。因此，通常ZVS優(yōu)于ZCS，因為它可以消除由反向 恢復(fù)電流、結(jié)電容放電引起的主要的開關(guān)損耗和應(yīng)力。

4.3 過載

串聯(lián)諧振變換器特性成為主導(dǎo)。

開關(guān)電 流增加，ZVS消失，Lm被反射負(fù)載RLOAD完全短路。

開通時為硬開關(guān)，從而導(dǎo)致 二極管反向恢復(fù)應(yīng)力。此外還會增加開通損耗，產(chǎn)生 噪聲或EMI。

二極管關(guān)斷伴隨非常大的dv/dt，因此在很大的di/dt條件 下，會產(chǎn)生很高的反向恢復(fù)電流尖峰。這些尖峰會比穩(wěn) 態(tài)開關(guān)電流幅值大十倍以上。該大電流會使MOSFET損 耗大大增加、發(fā)熱嚴(yán)重。MOSFET結(jié)溫的升高會降低其 dv/dt的能力。在極端情況下，損壞MOSFET，使整個系 統(tǒng)失效。

開關(guān)管的切換時的波形與4.2.1相同。

4.4 短路

短路時，MOSFET導(dǎo)通電流非常高 （理論上無限高），頻率也會降低。當(dāng)發(fā)生短路時，諧 振回路中Lm被旁路。LLC諧振變換器可以簡化為由Cr和 Lr組成的諧振電路，因為Cr只與Lr發(fā)生諧振。因此圖12 省略了t1 ~ t2時段，短路時次級二極管在CCM模式下連續(xù) 導(dǎo)通。短路狀態(tài)下工作模式幾乎與過載狀態(tài)下一樣，但 是短路狀態(tài)更糟糕，因為流經(jīng)開關(guān)體二極管的反向恢復(fù) 電流更大。

5.MOS管失效的機制 - 總結(jié)

5.1 體二極管反向恢復(fù)dv/dt

二極管由通態(tài)到反向阻斷狀態(tài)的開關(guān)過程稱為反向恢 復(fù)。圖16給出了MOSFET體二極管反向恢復(fù)的波形。首 先體二極管正向?qū)?，持續(xù)一段時間。這個時段中，二 極管P-N結(jié)積累電荷。當(dāng)反向電壓加到二極管兩端時， 釋放儲存的電荷，回到阻斷狀態(tài)。釋放儲存電荷時會出 現(xiàn)以下兩種現(xiàn)象：流過一個大的反向電流和重構(gòu)。在該 過程中，大的反向恢復(fù)電流流過MOSFET的體二極管， 是因為MOSFET的導(dǎo)通溝道已經(jīng)切斷。一些反向恢復(fù)電 流從N+源下流過。

影響反向恢復(fù)電流峰值的主要因素 有溫度、正向電流和di/dt。

圖22給出了反向恢復(fù)電流峰 值與正向電流等級的對應(yīng)曲線。如圖22所示，大限度 抑制體二極管導(dǎo)通，可以降低反向恢復(fù)電流峰值。如果 di/dt增大，反向恢復(fù)電流峰值也增大。在LLC諧振變換器中，功率MOSFET體二極管的di/dt與另一互補功率開 關(guān)的開通速度有關(guān)。所以降低其開通速度也可以減小 di/dt。

5.2 擊穿

它是擊穿和靜態(tài)dv/dt的組合。功率器件同時承受雪崩電流和位移電流。如果開關(guān)過程非常快，在體二極管反向恢復(fù)過程中，漏源極電壓 可能超過大額定值。例如，在圖16中，漏源極電壓 大值超過了570V ，但器件為500V 額定電壓的 MOSFET。過高的電壓峰值使MOSFET進(jìn)入擊穿模式， 位移電流通過P-N結(jié)。這就是雪崩擊穿的機理。另外， 過高的dv/dt會影響器件的失效點。dv/dt越大，建立起的位移電流就越大。位移電流疊加到雪崩電流后，器件受 到傷害，導(dǎo)致失效。基本上，導(dǎo)致失效的根本原因是大電流、高溫度引起的寄生BJT導(dǎo)通，但主要原因是體二極管反向恢復(fù)或擊穿。實踐中，這兩種失效模式隨機發(fā)生，有時同時發(fā)生。

位移電流是dv/dt造成的。這是正常的電路電流。

雪崩電流是指MOSFET被高電壓擊穿。

6.預(yù)防

在啟動、過載或短路狀況下，過流保護(hù)方法有多種：

增加開關(guān)頻率

變頻控制以及 PWM控制

采用分裂電容和鉗位二極管

為了實現(xiàn)這些方法，LLC諧振變換器需要增加額外的器件、改進(jìn)控制電路或者重新進(jìn)行散熱設(shè)計，這都增加了系統(tǒng)的成本。有一種更為簡單和高性價比的方法。由于體二極管在LLC諧振變換器中扮演了很重要的角色，它對失效機理至關(guān)重要，所以集中研究器件的體二極管特性是解決這個問題的好方法。越來越多的應(yīng)用使用內(nèi)嵌二極管作為關(guān)鍵的系統(tǒng)元件，因此體二極管的許多優(yōu)勢得以實現(xiàn)。其中，金或鉑擴(kuò)散和電子輻射是非常有效的 解決方法。這種方法可以控制載流子壽命，從而減少反 向恢復(fù)充電和反向恢復(fù)時間。隨著反向恢復(fù)充電的減 少，反向恢復(fù)電流峰值和觸發(fā)寄生BJT的可能性也隨之 降低。因此，在過流情況下，如過載或短路，這種帶有 改進(jìn)的體二極管的新功率MOSFET可以提供更耐久、更 好的保護(hù)。

6.1 實際調(diào)試遇到的問題及處理

實際調(diào)試時，遇到的最大的問題是短路，或者帶載短路。這個時候諧振電路的電流增量降不下來。同事用了幾個很巧妙的思路解決了這個過流的問題。不是上面提到的這些。宏觀特征，并且因為壓根就避免工作在Fr之內(nèi)，避開了那個開關(guān)管因為諧振電路跌入容性區(qū)間造成的MOS管失效問題。

但它肯定有代價。除了效率不高，還會有什么？