ADP2300/ADP2301非同步降壓調(diào)節(jié)器：高效穩(wěn)定的電源解決方案

在電子設(shè)計領(lǐng)域，電源管理始終是一個關(guān)鍵環(huán)節(jié)。今天要給大家介紹的是Analog Devices公司的ADP2300/ADP2301非同步降壓調(diào)節(jié)器，這是一款適用于多種應(yīng)用場景的高性能電源芯片。

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一、產(chǎn)品概述

ADP2300/ADP2301是緊湊型、恒頻、電流模式的降壓型DC - DC調(diào)節(jié)器，集成了功率MOSFET。輸入電壓范圍為3.0 V至20 V，能夠滿足廣泛的應(yīng)用需求。它可以將輸出電壓穩(wěn)定調(diào)節(jié)至低至0.8 V，輸出精度在整個溫度范圍內(nèi)達(dá)到±2%，最大負(fù)載電流可達(dá)1.2 A。

1.1 產(chǎn)品特性

• 寬輸入電壓范圍：3.0 V至20 V的輸入電壓范圍，使其適用于各種電源系統(tǒng)。
• 高輸出精度：±2%的輸出精度，確保了穩(wěn)定的輸出電壓。
• 可選開關(guān)頻率：ADP2300的開關(guān)頻率為700 kHz，ADP2301為1.4 MHz，用戶可以根據(jù)效率和解決方案尺寸的權(quán)衡進(jìn)行選擇。
• 高效率：最高效率可達(dá)91%，有效降低功耗。
• 多種保護(hù)功能：具備過流保護(hù)（OCP）、熱關(guān)斷（TSD）和欠壓鎖定（UVLO）等保護(hù)功能，提高了系統(tǒng)的可靠性。
• 自動模式切換：自動PFM/PWM模式切換，在輕負(fù)載時降低開關(guān)損耗，提高效率。
• 集成度高：集成了高端MOSFET和自舉二極管，減少了外部元件數(shù)量。

1.2 應(yīng)用領(lǐng)域

ADP2300/ADP2301適用于多種應(yīng)用場景，包括數(shù)字負(fù)載應(yīng)用的LDO替代、中間電源軌轉(zhuǎn)換、通信和網(wǎng)絡(luò)、工業(yè)和儀器儀表、醫(yī)療保健和醫(yī)療設(shè)備以及消費電子等領(lǐng)域。

二、工作原理

2.1 基本工作模式

ADP2300/ADP2301在中高負(fù)載時采用固定頻率、峰值電流模式的PWM控制架構(gòu)，在輕負(fù)載時切換到脈沖跳躍模式控制方案，以減少開關(guān)功率損耗并提高效率。

2.1.1 PWM模式

在PWM模式下，由內(nèi)部振蕩器設(shè)置固定頻率。每個振蕩器周期開始時，MOSFET開關(guān)導(dǎo)通，電感電流增加，當(dāng)電流檢測信號超過峰值電感電流閾值時，MOSFET開關(guān)關(guān)閉。在MOSFET關(guān)斷期間，電感電流通過外部二極管下降，直到下一個振蕩器時鐘脈沖開始新的周期。通過調(diào)整峰值電感電流閾值來調(diào)節(jié)輸出電壓。

2.1.2 節(jié)能模式

當(dāng)輸出負(fù)載低于脈沖跳躍電流閾值時，ADP2300/ADP2301平滑過渡到脈沖跳躍模式。當(dāng)輸出電壓低于調(diào)節(jié)范圍時，進(jìn)入PWM模式幾個振蕩器周期，直到電壓恢復(fù)到調(diào)節(jié)范圍內(nèi)。在脈沖之間的空閑時間，MOSFET開關(guān)關(guān)閉，輸出電容提供所有輸出電流。

2.2 自舉電路

ADP2300/ADP2301集成了自舉調(diào)節(jié)器，需要在BST和SW引腳之間放置一個0.1 μF的陶瓷電容，為高端MOSFET提供柵極驅(qū)動電壓。BST和SW引腳之間的電壓差至少為1.2 V才能開啟高端MOSFET，該電壓不應(yīng)超過5.5 V。芯片通過差分感應(yīng)和調(diào)節(jié)BST和SW引腳之間的電壓，產(chǎn)生典型的5.0 V自舉電壓。

2.3 精密使能

ADP2300/ADP2301具有精密使能電路，參考電壓為1.2 V，滯回為100 mV。當(dāng)EN引腳電壓大于1.2 V時，器件啟用；當(dāng)EN電壓低于1.1 V時，芯片禁用。該功能可用于與其他輸入/輸出電源進(jìn)行輕松排序，也可以通過電阻分壓器用作可編程UVLO輸入。

2.4 集成軟啟動

芯片內(nèi)部集成了軟啟動電路，在啟動期間以受控方式提升輸出電壓，限制浪涌電流。ADP2300的軟啟動時間通常固定為1460 μs，ADP2301為730 μs。

2.5 電流限制和短路保護(hù)

ADP2300/ADP2301具有電流限制保護(hù)電路，限制通過高端MOSFET開關(guān)的正向電流。當(dāng)輸出發(fā)生硬短路時，采用頻率折返功能防止輸出電流失控。當(dāng)FB引腳電壓下降到一定值時，開關(guān)頻率降低，使電感電流有更多時間下降，同時調(diào)節(jié)峰值電流，減少平均輸出電流。

2.6 欠壓鎖定和熱關(guān)斷

欠壓鎖定電路在輸入電壓低于2.4 V時關(guān)閉芯片，當(dāng)電壓再次上升到2.8 V以上時，啟動軟啟動周期，啟用器件。熱關(guān)斷電路在芯片結(jié)溫超過140°C時禁用芯片，結(jié)溫下降到125°C以下時，啟動軟啟動并恢復(fù)工作。

三、設(shè)計要點

3.1 輸出電壓編程

通過從輸出電壓到FB引腳的電阻分壓器來外部設(shè)置輸出電壓，公式為 (V{OUT }=0.800 V timesleft(1+frac{R{FB1}}{R{FB2}}right)) ，其中 (V{OUT }) 是輸出電壓， (R{FB1}) 是從 (V{OUT }) 到FB的反饋電阻， (R_{FB2}) 是從FB到GND的反饋電阻。

3.2 電壓轉(zhuǎn)換限制

由于最小導(dǎo)通時間、最小關(guān)斷時間和自舉壓降，輸出電壓存在上下限限制。下限公式為 (V{OUT(min )}=t{MIN - ON } × f{SW(max )} timesleft(V{IN(max )}+V{D}right)-V{D}) ，上限公式為 (V{OUT (max )}=left(1 - t{MIN - OFF } × f{SW(max )}right) timesleft(V{IN (min )}+V{D}right)-V{D}) 。

3.3 低輸入電壓考慮

當(dāng)輸入電壓在3 V至5 V之間時，內(nèi)部自舉調(diào)節(jié)器可能無法提供足夠的5.0 V自舉電壓，導(dǎo)致MOSFET (R_{DS(ON)}) 增加，可用負(fù)載電流減少。此時可添加一個外部小信號肖特基二極管，連接到5.0 V外部自舉偏置電壓，但偏置電壓應(yīng)小于5.5 V。

3.4 元件選擇

3.4.1 電感

ADP2300建議使用2 μH至22 μH的電感，ADP2301建議使用2 μH至10 μH的電感。電感的峰 - 峰電流紋波計算公式為 (Delta I{RIPPLE }=frac{left(V{IN}-V{OUT }right)}{L × f{sw}} timesleft(frac{V{OUT }+V{D}}{V{IN}+V{D}}right)) ，電感值計算公式為 (L=frac{left(V{IN}-V{OUT }right)}{0.3 × I{LOAD(max )} × f{sw}} timesleft(frac{V{OUT }+V{D}}{V{IN}+V{D}}right)) ，電感峰值電流計算公式為 (I{PEAK}=I{LOAD(max )}+frac{Delta I_{RIPPLE}}{2}) 。

3.4.2 續(xù)流二極管

續(xù)流二極管在內(nèi)部MOSFET關(guān)斷期間傳導(dǎo)電感電流，平均電流計算公式為 (I{DIODE(AVG)}=left(1-frac{V{OUT }+V{D}}{V{IN}+V{D}}right) × I{LOAD(max )}) 。建議選擇肖特基二極管，以獲得最佳效率。

3.4.3 輸入電容

輸入電容應(yīng)能夠支持最大輸入工作電壓和最大均方根輸入電流，計算公式為 (I{IN(RMS)}=I{LOAD(max )} × sqrt{D times(1 - D)}) ，其中 (D=frac{V{OUT }+V{D}}{V{IN}+V{D}}) 。建議使用X5R或X7R介質(zhì)的陶瓷電容，電容值為10 μF。

3.4.4 輸出電容

輸出電容的選擇會影響輸出電壓紋波和調(diào)節(jié)器的環(huán)路動態(tài)。計算公式為 (Delta V{RIPPLE }=Delta I{RIPPLE } timesleft(frac{1}{8 × f{sw} × C{OUT }}+ESR{C{OUT}}right)) ，建議使用X5R或X7R介質(zhì)的陶瓷電容，ADP2301通常需要至少10 μF的輸出電容，ADP2300需要至少20 μF的輸出電容。

3.5 電路板布局建議

良好的電路板布局對于獲得ADP2300/ADP2301的最佳性能至關(guān)重要。應(yīng)將輸入電容、電感、續(xù)流二極管、輸出電容和自舉電容靠近IC放置，使用短走線。確保高電流環(huán)路走線盡可能短而寬，最大化元件側(cè)的接地金屬面積以改善散熱，使用接地平面并通過多個過孔連接到元件側(cè)接地，以減少敏感電路節(jié)點的噪聲干擾。同時，盡量縮短FB走線長度，避免其靠近高電流走線和開關(guān)節(jié)點。

四、設(shè)計示例

以輸入電壓 (V{IN}=12.0 V ± 10%) ，輸出電壓 (V{OUT}=3.3 V) ，負(fù)載電流 (I{OUT}=1.2 A) ，可編程UVLO電壓 (V{IN}) 啟動電壓約為7.8 V為例，進(jìn)行元件選擇。

4.1 開關(guān)頻率選擇

根據(jù)電壓轉(zhuǎn)換限制曲線，對于輸出電壓3.3 V，12 V ± 10%的輸入電壓在700 kHz和1.4 MHz開關(guān)頻率下均在轉(zhuǎn)換限制范圍內(nèi)。選擇1.4 MHz開關(guān)頻率可獲得最小尺寸的解決方案；若需要更高效率，可選擇700 kHz，但PCB占用面積會更大。

4.2 續(xù)流二極管選擇

使用公式 (I{DIODE(AVG)}=left(1-frac{V{OUT }+V{D}}{V{IN}+V{D}}right) × I{LOAD(max )}) 計算正常工作時續(xù)流二極管的平均電流， (V{OUT}=3.3 V) ， (V{IN}=12 V) ， (I{LOAD(max )}=1.2 A) ， (V{D}=0.4 V) ，可得 (I_{DIODE(AVG)}=0.85 A) 。在輸出短路的最壞情況下，二極管電流會增加到典型的2 A，因此選擇B230A，2.0 A/30 V表面貼裝肖特基二極管可確保更可靠的運(yùn)行。

4.3 電感選擇

使用公式 (L=frac{left(V{IN}-V{OUT }right)}{0.3 × I{LOAD(max )} × f{sw}} timesleft(frac{V{OUT }+V{D}}{V{IN}+V{D}}right)) 計算電感值， (V{OUT}=3.3 V) ， (V{IN}=12 V) ， (I{LOAD(max )}=1.2 A) ， (V{D}=0.4 V) ， (f{SW}=1.4 MHz) ，可得 (L = 5.15 mu H) ，選擇最接近的標(biāo)準(zhǔn)值4.7 μH，計算得 (Delta I{RIPPLE}=0.394 A) 。電感峰值電流 (I{PEAK}=I{LOAD(max )}+frac{Delta I_{RIPPLE}}{2}=1.397 A) ，為防止電感飽和，應(yīng)選擇飽和電流至少為2.0 A的電感。

4.4 輸出電容選擇

根據(jù)輸出電壓紋波要求，使用公式 (Delta V{RIPPLE }=Delta I{RIPPLE } timesleft(frac{1}{8 × f{sw} × C{OUT }}+ESR{C{OUT}}right)) 計算。已知 (Delta I{RIPPLE}=0.394 A) ， (f{SW}=1.4 MHz) ， (Delta V{RIPPLE}=33 mV) ，若陶瓷電容的ESR為3 mΩ，則 (C{OUT}=1.2 mu F) 。但為確保環(huán)路穩(wěn)定性，大多數(shù)使用ADP2301（1.4 MHz開關(guān)頻率）的應(yīng)用需要至少10 μF的電容，因此選擇22 μF，6.3 V的電容。

4.5 電阻分壓器選擇

對于輸出反饋電阻分壓器，根據(jù)公式 (V{OUT }=0.800 V timesleft(1+frac{R{FB1}}{R{FB2}}right)) ，對于3.3 V輸出電壓，選擇 (R{FB1}=31.6 k Omega) 和 (R{FB2}=10.2 k Omega) 。對于可編程 (V{IN}) 啟動電壓的電阻分壓器，使用公式 (V{STARTUP }=left(frac{1.2 V}{R{EN2}}+1.2 mu Aright) × R{EN1}+1.2 V) ，若 (V{STARTUP}=7.8 V) ，選擇 (R{EN2}=10.2 k Omega) ，計算得 (R{EN1}=56 k Omega) 。

五、總結(jié)

ADP2300/ADP2301非同步降壓調(diào)節(jié)器以其高性能、高集成度和豐富的保護(hù)功能，為電子工程師提供了一個可靠的電源解決方案。在設(shè)計過程中，合理選擇元件和優(yōu)化電路板布局是確保系統(tǒng)性能的關(guān)鍵。希望通過本文的介紹，能幫助大家更好地理解和應(yīng)用ADP2300/ADP2301。大家在實際應(yīng)用中遇到過哪些問題呢？歡迎在評論區(qū)分享交流。