深入解析 ADP1828 同步降壓 PWM 控制器：設計與應用全攻略

在電子工程師的日常工作中，電源管理是一個至關重要的領域。而 ADP1828 同步降壓 PWM 控制器作為一款功能強大且應用廣泛的器件，值得我們深入探究。今天，就讓我們一起詳細了解一下 ADP1828 的特性、工作原理以及在實際應用中的設計要點。

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一、ADP1828 特性概覽

ADP1828 具有眾多出色的特性，使其在眾多電源管理應用中脫穎而出。

1. 寬電壓范圍

它擁有寬偏置電壓范圍（3.0 V 至 20 V）、寬功率級輸入范圍（1 V 至 24 V）以及寬輸出電壓范圍（0.6 V 至輸入電壓的 85%），這使得它能夠適應各種不同的電源輸入和輸出要求。

2. 高準確性

在 0°C 至 70°C 的溫度范圍內(nèi)，具有 ±0.85% 的高精度，能夠為系統(tǒng)提供穩(wěn)定可靠的輸出電壓。

3. 低成本設計

采用全 N 溝道 MOSFET 設計，有效降低了成本，同時保證了良好的性能。

4. 頻率靈活性

支持固定頻率操作，可選擇 300 kHz 或 600 kHz，也可以通過電阻在 300 kHz 至 600 kHz 范圍內(nèi)進行調節(jié)。此外，還具備時鐘輸出功能，可用于同步其他控制器，方便實現(xiàn)多模塊的協(xié)同工作。

5. 保護功能豐富

擁有軟啟動和熱過載保護、過壓和欠壓電源良好指示等功能，能夠有效保護系統(tǒng)免受異常情況的影響，提高系統(tǒng)的可靠性和穩(wěn)定性。

二、工作原理剖析

1. 輸入電源

ADP1828 從 IN 引腳獲取 3.0 V 至 20 V 的電源輸入。當 IN 電壓在 5.5 V 至 20 V 之間時，內(nèi)部低壓差線性穩(wěn)壓器（LDO）會將其調節(jié)至 5 V，輸出為 VREG。控制電路、柵極驅動器和外部升壓電容在這個電壓范圍內(nèi)由 LDO 輸出供電。而當輸入電壓在 3 V 至 5.5 V 之間時，IN、PV 和 VREG 需連接在一起，直接由輸入電源為低壓側柵極驅動器供電。

2. 內(nèi)部線性穩(wěn)壓器

內(nèi)部線性穩(wěn)壓器具有低壓差特性，能夠將輸出電壓（VREG）調節(jié)至接近輸入電壓的水平。它為內(nèi)部控制電路和柵極驅動器提供偏置電壓，保證了電路的正常工作。同時，LDO 具備超過 100 mA 的輸出電流能力，足以滿足典型邏輯閾值 MOSFET 在高達 1.2 MHz 驅動頻率下的柵極驅動需求。不過，由于 LDO 為柵極驅動器提供電流，其輸出會受到開關過程中的瞬態(tài)電流影響，因此不建議將 VREG 輸出用于其他輔助系統(tǒng)負載。

3. 軟啟動功能

ADP1828 通過可編程軟啟動功能，有效減少了輸入電流瞬變，防止了輸出過沖現(xiàn)象的發(fā)生。通過在 SS 引腳連接一個電容到 GND，即可對軟啟動進行編程。在啟動時，電容通過內(nèi)部 90 kΩ 電阻充電至 0.8 V，DC - DC 轉換器的輸出電壓會隨著軟啟動引腳電壓的上升而緩慢上升，從而降低了浪涌電流。如果輸出電壓在開啟前已預充電，ADP1828 還能防止反向電感電流，避免輸出電容放電。當 SS 引腳電壓超過調節(jié)電壓（通常為 0.6 V）時，反向電流會重新啟用，使輸出電壓調節(jié)獨立于負載電流。

4. 誤差放大器

誤差放大器是 ADP1828 的核心組成部分之一。它通過外部電阻分壓器在 FB 引腳檢測輸出電壓，并將該反饋電壓與內(nèi)部 0.6 V 參考電壓進行比較，比較結果通過 COMP 引腳輸出，直接控制開關轉換器的占空比。為了對降壓轉換器控制環(huán)路進行補償，需要在 FB 引腳和 COMP 引腳之間連接一個串聯(lián)/并聯(lián) RC 網(wǎng)絡。誤差放大器的輸出被鉗位在約 0.75 V 至 3.6 V 之間（具體上限取決于 VREG 電壓），當 COMP 引腳電壓較低時，開關占空比為 0%；當 COMP 引腳電壓較高時，開關占空比達到最大值。

5. 電流限制方案

ADP1828 采用了可編程的逐周期無損電流限制電路，通過一個廉價的電阻來設置閾值。在每個開關周期，同步整流器會開啟一段最短時間，測量 MOSFET (R{DSON}) 上的電壓降，以判斷電流是否過高。這個測量過程由內(nèi)部電流限制比較器和外部電流限制設置電阻共同完成。當電感電流流經(jīng) MOSFET 整流器時，其漏極電壓會因 (R{DSON}) 上的電壓降而低于 PGND。如果 (R_{DSON}) 電壓降超過了預設的電流限制電阻上的電壓降，比較器的反相輸入也會低于 PGND，從而觸發(fā)過流故障標志。為了避免開關節(jié)點上的正常瞬態(tài)振鈴干擾，在同步整流器開啟后的 100 ns 內(nèi)，過流情況將被忽略。當檢測到過流情況時，下一個開關周期將被抑制，軟啟動電容通過內(nèi)部 6 kΩ 電阻放電，誤差放大器輸出電壓被拉低，直到過流情況消失，系統(tǒng)才會恢復軟啟動模式。

6. MOSFET 驅動器

ADP1828 的 DH 引腳驅動高端開關 MOSFET，采用了自舉電容電路，能夠將高端 N 溝道 MOSFET 的柵極驅動電壓提升至輸入電壓以上，實現(xiàn)全增強并降低 MOSFET 上的電壓降。自舉電容連接在 SW 引腳和 BST 引腳之間，每次 SW 節(jié)點電壓變低時，自舉肖特基二極管會從 PV 引腳為自舉電容充電。內(nèi)部時鐘信號啟動開關周期，高端 MOSFET 由 DH 驅動器開啟，SW 節(jié)點電壓升高，電感電流增加。當內(nèi)部生成的斜坡信號超過 COMP 引腳電壓時，開關 MOSFET 關閉，低端同步整流 MOSFET 由 DL 驅動器開啟。為了防止開關交叉導通，采用了主動先斷后通電路和額外的固定死區(qū)時間。DL 引腳為低端 MOSFET 同步整流器提供柵極驅動，內(nèi)部電路會監(jiān)測外部 MOSFET，確保先斷后通切換，減少死區(qū)時間以降低同步整流器體二極管電流造成的損耗。

7. 輸出電壓設置

通過從輸出到 FB 的電阻分壓器來設置輸出電壓。分壓器將輸出電壓分壓至 0.6 V 的 FB 調節(jié)電壓，從而實現(xiàn)輸出電壓的調節(jié)。輸出電壓可以設置為低至 0.6 V 至電源輸入電壓的 85%。

8. 開關頻率控制與同步

ADP1828 具有邏輯控制的頻率選擇輸入 FREQ，可將開關頻率設置為 300 kHz 或 600 kHz，也可以通過連接一個電阻在 FREQ 和 GND 之間將頻率設置在 300 kHz 至 600 kHz 之間。SYNC 輸入用于將轉換器的開關頻率與外部信號同步，允許多個 ADP1828 轉換器以相同頻率運行，避免頻率干擾。CLKOUT 時鐘輸出可用于同步 ADP1829 和其他 ADP1828 控制器，無需外部時鐘源。通過設置 CLKSET 引腳的高低電平，可以將 CLKOUT 頻率設置為內(nèi)部振蕩器頻率的 1 倍或 2 倍。

9. 補償

控制環(huán)路通過從 COMP 到 FB 的外部串聯(lián) RC 網(wǎng)絡進行補償，有時還需要在頂部電壓分壓器電阻上并聯(lián)一個串聯(lián) RC。內(nèi)部誤差放大器將 FB 引腳電壓與內(nèi)部 0.6 V 參考電壓進行比較，誤差信號經(jīng)放大后通過 COMP 引腳輸出。為了優(yōu)化 ADP1828 在特定外部組件和輸入/輸出電壓條件下的穩(wěn)定性和瞬態(tài)響應，需要仔細選擇補償組件。補償?shù)哪繕耸谴_保降壓轉換器的電壓增益在特定頻率下以合適的斜率穿越零點，提供足夠的相位裕度以保證系統(tǒng)穩(wěn)定，同時在穿越頻率以上提供足夠的增益裕度并抑制開關噪聲。常見的補償方案有 Type II 和 Type III 補償，具體選擇取決于輸出電容 ESR 產(chǎn)生的零點是否能在穿越頻率處提供足夠的相位提升。

10. 電源良好指示

ADP1828 具備開漏電源良好輸出（PGOOD）功能，當輸出電壓低于額定調節(jié)電壓 8.3% 或高于 25% 時，PGOOD 引腳會吸收電流。通過兩個比較器測量 FB 引腳電壓來設置過壓和欠壓閾值，分別為 0.75 V 和 0.55 V。此外，當檢測到過溫或輸入欠壓情況時，PGOOD 引腳也會吸收電流，并且該功能在電源輸入電壓低至 1.0 V 時仍可正常工作。通過連接一個上拉電阻從 PGOOD 到合適的電源電壓，可以將該輸出作為邏輯電源良好信號使用。

11. 熱關斷

為了防止器件因過熱而損壞，ADP1828 配備了熱關斷保護電路。當芯片溫度超過約 145°C 時，熱關斷電路會關閉 LDO 和控制器。但需要注意的是，這只是一種嚴重故障保護措施，不能依賴它來保證系統(tǒng)的可靠性。

12. 關斷控制

ADP1828 的 DC - DC 轉換器具有低功耗關斷模式，可將靜態(tài)電源電流降低至 20 μA（當 IN 連接到 VREG 時為 40 μA）。通過將 EN 引腳置低可實現(xiàn)關斷操作，將 EN 引腳置高或浮空可開啟轉換器。若要實現(xiàn)自動啟動，可將 EN 引腳連接到 IN 引腳。

13. 跟蹤功能

ADP1828 的跟蹤輸入（TRK）可使輸出電壓跟蹤另一個電壓（即主電壓），這在核心和輸入/輸出電壓排序應用中非常有用。內(nèi)部誤差放大器有三個正輸入：內(nèi)部 0.6 V 參考電壓、SS 引腳電壓和 TRK 引腳電壓，誤差放大器將 FB 引腳調節(jié)到這三個輸入中的最低值。通過將 TRK 引腳連接到來自被跟蹤電壓的電阻分壓器，可以實現(xiàn)兩種不同類型的跟蹤：重合跟蹤和比例跟蹤。

三、應用設計要點

1. 輸入電容選擇

降壓轉換器的輸入電流是脈沖波形，輸入電容需要承載輸入紋波電流，同時具有足夠的紋波電流額定值和低 ESR，以減少輸入電壓紋波。建議使用兩個并聯(lián)電容，一個大容量電容用于提供足夠的電流承載能力，另一個 10 μF 陶瓷電容用于高頻濾波，并且將它們放置在靠近高端開關 MOSFET 漏極的位置。

2. 輸出 LC 濾波器設計

輸出 LC 濾波器用于平滑 SW 節(jié)點的開關電壓，產(chǎn)生直流輸出電壓。選擇合適的電感值，使電感紋波電流約為最大直流輸出負載電流的 1/3。電感值可通過公式 (L=frac{1}{f{S W} × Delta I{L}} V{OUT }left[1-frac{V{OUT }}{V{I N}}right]) 計算得出。選擇輸出大容量電容時，要考慮其在開關頻率下的阻抗，以實現(xiàn)所需的輸出電壓紋波。輸出電壓紋波可通過公式 (Delta V{OUT }=Delta I{L} sqrt{E S R^{2}+left(frac{1}{8 f{S W} C{OUT }}right)^{2}+left(4 f{S W} E S Lright)^{2}}) 進行近似計算，在多數(shù)情況下，由于 ESR 在開關頻率下占主導地位，公式可簡化為 (Delta V{OUT} cong Delta I{L}, ESR)。同時，要確保輸出電容的紋波電流額定值大于最大電感紋波電流。

3. MOSFET 選擇

MOSFET 的選擇直接影響 DC - DC 轉換器的性能。高端 MOSFET 需要具備低導通電阻以減少 (I^{2}R) 損耗，低柵極電荷以減少過渡損耗，以及低熱阻以確保 MOSFET 芯片溫度不會過高。高端 MOSFET 的總功耗 (P{HS}) 包括導通損耗 (P{C})、柵極充電損耗 (P{G}) 和開關損耗 (P{T})，可通過相應公式計算得出。由于 MOSFET 的 (R_{DSON}) 會隨溫度變化，需要根據(jù)溫度系數(shù)曲線進行調整。低端 MOSFET 在高端 MOSFET 關閉時承載電感電流，對于高輸入電壓和低輸出電壓的情況，低端 MOSFET 大部分時間都在導通，因此優(yōu)化其導通電阻對于提高效率至關重要。當單個 MOSFET 的功率損耗超過額定值或需要更低的電阻時，可以將多個低端 MOSFET 并聯(lián)使用。

4. 電流限制設置

通過電流限制電阻 (R{CL}) 設置電流限制。電流檢測引腳 CSL 向外部電流限制設置電阻 (R{CL}) 提供 50 μA 電流，當?shù)投?MOSFET (R{DSON}) 上的壓降等于或大于該電阻上的偏移電壓時，ADP1828 會觸發(fā)電流限制事件。由于 CSL 電流和 MOSFET (R{DSON}) 會隨工藝和溫度變化，需要根據(jù)電感峰值電流、MOSFET 在最高預期溫度下的最大 (R_{DSON}) 和最小 CSL 電流來設置最小電流限制。

5. 準確的電流限制檢測

由于外部低端 MOSFET 的 (R{DSON}) 在溫度范圍內(nèi)可能變化超過 50%，為了實現(xiàn)準確的電流限制檢測，可以在低端 MOSFET 的源極和 PGND 之間添加一個電流檢測電阻。確保電流檢測電阻的功率額定值滿足應用要求，并使用相應公式計算 (R{CL})。

6. 反饋電壓分壓器設計

通過反饋電壓分壓器設置輸出調節(jié)電壓。輸出電壓通過分壓器分壓后驅動 FB 反饋輸入，F(xiàn)B 調節(jié)閾值為 0.6 V。為了減少輸入偏置電流對輸出電壓精度的影響，低端電阻 (R{BOT}) 應小于 9 kΩ，通?？蛇x擇 1 kΩ 至 10 kΩ 的電阻。高端電阻 (R{TOP}) 可通過公式 (R{TOP }=R{BOT}left(frac{V{OUT }-V{FB}}{V_{FB}}right)) 計算得出。

7. 電壓模式降壓調節(jié)器補償

在完成 LC 濾波器設計后，需要對反饋控制系統(tǒng)進行補償。補償?shù)哪繕耸谴_保降壓轉換器的電壓增益在穿越頻率處具有足夠的相位裕度，以保證系統(tǒng)穩(wěn)定，同時在穿越頻率以上提供足夠的增益裕度并抑制開關噪聲。常見的補償方案有 Type II 和 Type III 補償，具體選擇取決于輸出電容 ESR 產(chǎn)生的零點是否能在穿越頻率處提供足夠的相位提升。

8. 軟啟動設計

ADP1828 通過設置從 SS 到 GND 的電容 CSS 來實現(xiàn)可調節(jié)的軟啟動，限制輸出電壓的上升時間，減少輸入浪涌電流。軟啟動時間 (t{SS}) 可通過公式 (t{S S}=1.386 R C_{S S}) 計算得出，其中 (R = 90 kΩ)。

9. 開關噪聲和過沖降低

在高速降壓調節(jié)器中，開關節(jié)點和外部 MOSFET 的漏極會出現(xiàn)高頻噪聲和電壓過沖現(xiàn)象，這是由外部 MOSFET 的寄生電容和柵極走線及封裝的寄生電感引起的。為了減少 MOSFET 漏極的電壓振鈴，可在 SW 和 PGND 之間添加一個 RC 緩沖器。電阻 (R{SNUB}) 和電容 (C{SNUB}) 的值可通過公式計算得出。同時，在 BST 引腳添加一個電阻（通常為 1 Ω 至 5 Ω）可以幫助減少過沖。

10. 電壓跟蹤設計

ADP1828 的跟蹤功能可實現(xiàn)重合跟蹤和比例跟蹤。重合跟蹤用于核心與 I/O 電壓排序等應用，通過將從機 TRK 輸入連接到與從機 FB 引腳相同的主電壓電阻分壓器，使從機輸出電壓與主電壓相同，直到主電壓達到調節(jié)值。比例跟蹤可將輸出電壓限制為主電壓的一個分數(shù)，可通過將從機 TRK 引腳連接到主機 FB 引腳或為主電壓提供一個分壓器來實現(xiàn)。

11. 熱考慮

驅動外部 MOSFET 的電流是 ADP1828 功耗的主要來源。芯片上的 LDO 將電壓調節(jié)至 5 V，為驅動器供電，全部柵極驅動電流通過 LDO 并在柵極驅動器中耗散。ADP1828 的功耗可通過公式 (P{D}=V{I N} f{S W}left(Q{D H}+Q{D L}right)) 計算得出。為了避免超過最大結溫，需要根據(jù)環(huán)境溫度和功耗計算結溫，公式為 (T{J}=T{A}+P{D} theta_{J A})。同時，熱關斷保護電路可在芯片溫度超過約 145°C 時關閉 LDO 和控制器，但這僅作為嚴重故障保護措施。

12. PCB 布局指南

正確的 PCB 布局對于開關轉換器的性能至關重要。在設計 PCB 布局時，要確保高電流環(huán)路盡可能小，將補償和反饋組件遠離開關節(jié)點及其相關組件。具體建議包括：使每個 FET 的電流路徑盡可能短，并將兩條路徑盡可能多地共用；將 GND、IN 旁路和