本文通過理論和仿真對比較器結(jié)構(gòu)進(jìn)行了分析，優(yōu)化預(yù)放大電路和比較電路，設(shè)計了一種由預(yù)放大級、判斷級、輸出級構(gòu)成的鐘控比較器。把時鐘脈沖應(yīng)用于比較器的設(shè)計，極大地提高了比較器的性能和速度，該結(jié)構(gòu)的比較器具有低輸入失調(diào)電壓和低踢回噪聲的特點(diǎn)，速度快，精度高，適用于高速Flash ADC電路。

　　1　比較器電路設(shè)計

　　比較器總體電路如圖1所示。本文采用的高速比較器結(jié)構(gòu)包括預(yù)放大級、判斷級和輸出級。其中預(yù)放大級放大比較器的輸入信號以提高輸入信號的靈敏度，并且把比較器的輸入信號與來自正反饋級的踢回噪聲隔離開;判斷級對經(jīng)過放大的輸入信號進(jìn)行比較;輸出級把比較級的輸出信號放大到數(shù)字邏輯電平。下面具體討論各部分電路結(jié)構(gòu)。

?

　　圖1　比較器整體電路圖

　　1. 1　預(yù)放大級電路

　　在高速比較器中，為了使判斷級的輸入信號在盡可能短時間內(nèi)到達(dá)，要求前置放大器有很高的帶寬，同時為了提高增益，需要采用多級放大實(shí)現(xiàn)。本文中的預(yù)放大級為兩級，M1 和M2 組成差分輸入電路結(jié)構(gòu)，可以得到較強(qiáng)的共模抑制能力，提高比較器對噪聲的抑制能力。M5 和M6 構(gòu)成二極管連接的負(fù)載，M3 和M4 組成交叉耦合的負(fù)載，用來提高放大器的增益。M7 和M8 組成第二級放大器。比較器的輸入電容由M1 和M2 管的尺寸決定。本設(shè)計將著重關(guān)注電路的速度，因此輸入差分對晶體管使用最小柵長。

　　1. 2　判斷級電路

　　判斷級電路是比較器的核心，應(yīng)該能分辨出毫伏量級的輸入信號差。本文采用具有回滯效應(yīng)的判斷電路，這種結(jié)構(gòu)使用正反饋結(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)兩個信號的比較，速度快、精度高，而且能抑制信號上的噪聲。

　　該電路通過把M9 和M10管的柵極交叉互聯(lián)，實(shí)現(xiàn)正反饋，以提高判斷電路的增益。當(dāng)時鐘信號CLK為高電平時，判斷電路的輸出依賴于輸入信號，比較器處于比較狀態(tài)，在下一個時鐘階段，也就是時鐘信號CLK為低電平時，M13管截止，比較器停止比較，處于鎖存狀態(tài)，記下CLK為低電平時的比較器輸入狀態(tài)，把輸出信號鎖存為邏輯“1”或“0”。時鐘信號CLK為高電平時。

　　此時判斷級電路是一個雙穩(wěn)態(tài)交叉耦合電路。

　　如果io + < io - ，M9 和M12導(dǎo)通，M10和M11截止，此時判斷級的等效電路如圖2 ( b)所示。如果β1 1 =β12 =βA，β9 =β1 0 =βB ，則vo + =VDS9≈ 0 V (此時M9 導(dǎo)通) ，vo - 為; 當(dāng)io + > io - 時， M10和M11導(dǎo)通，M9 和M12截止，此時判斷級的等效電路如圖2 ( c)所示， vo + 為。因此vo +和vo - 的最大值不超過2VTHN 。分析判斷級的等效電路可以得到由圖2 ( b)的狀態(tài)到圖2 ( c)的狀態(tài)的轉(zhuǎn)換電流值為: io + =βB ·io - /βA ，由圖2 ( c)的狀態(tài)到圖2 ( b)的狀態(tài)的轉(zhuǎn)換電流值為: io - =βB ·io + /βA ， 這個電流臨界點(diǎn)也是輸出電壓發(fā)生轉(zhuǎn)換的臨界點(diǎn)。如果βA =βB ， 那么， 輸出電壓的轉(zhuǎn)換將發(fā)生在電流io + = io - 的時候。如果βA 與βB 不等，那就會使比較器表現(xiàn)出磁滯現(xiàn)象。

　　1. 3　輸出緩沖級電路結(jié)構(gòu)

　　比較器的最后一級是輸出緩沖級(又被稱為后放大器) ，其主要作用是把判斷電路的輸出信號轉(zhuǎn)化為數(shù)字邏輯電平(0 V或1. 8 V) ，輸出緩沖器的輸入是一對差分信號，沒有壓擺率的限制。本文采用自偏置的差分放大器( self2biasing differential am2p lifier)作為輸出緩沖級，同時在放大器的輸出端加兩級反相器，用作附加的增益級，并實(shí)現(xiàn)負(fù)載電容和自偏置差分放大器之間的隔離。

　　圖3所示是一個自偏置的差分放大器，它包括兩個差分放大器，每一個均作為另一個的負(fù)載。M15和M16的柵極沒有連接到外部偏置，而是連接到M17和M18的漏級，形成負(fù)反饋環(huán)路，來實(shí)現(xiàn)差分放大器尾電流的自適應(yīng)。M15和M16工作在線性區(qū)，可以獲得大的輸出電壓擺率，使得輸出電壓直接轉(zhuǎn)換到數(shù)字邏輯電平。當(dāng)M17和M18的柵極電壓增大時，M17和M18的漏級電壓下降，并使M15導(dǎo)通，電流增大，這個電流通過M19流向連接在M19和M20漏極的輸出電容。在這種情況下，M16的電流為零。當(dāng)M17和M18的柵極電壓下降時，M16導(dǎo)通，那么大電流經(jīng)過輸出電容通過M16泄露。因此，這一結(jié)構(gòu)的電路具有吸入和供出大電流的能力，且沒有靜態(tài)電流，這個特性非常適合于高速比較器的應(yīng)用。

?

　　圖3　自偏置差分放大器

　　2　電路的優(yōu)化設(shè)計

　　2. 1　速度優(yōu)化

　　比較器的工作速度與預(yù)運(yùn)放的增益、時間常數(shù)和判斷級的時間常數(shù)有關(guān)。圖4給出了預(yù)運(yùn)放交流小信號等效電路圖。

　　在該電路中， gm1 = gm2 ， gm3 = gm4 ， gm5 = gm6 ， CA =CB ，由圖可得預(yù)運(yùn)放的傳輸函數(shù)為:

?

　　從式(2)可以看出，只要gm5小于gm3 ，預(yù)運(yùn)放的極點(diǎn)就在左半S 平面， 系統(tǒng)將是穩(wěn)定的。預(yù)運(yùn)放的直流增益為:

?

　　從式(4)可看出，由于添加了交叉耦合負(fù)載M3和M4 ，預(yù)運(yùn)放的增益提高了gm3 / ( gm3﹣ gm5 )倍， 只要調(diào)整M3、M4 與M5、M6 的寬長比， 即調(diào)整gm3與gm5之比，就可方便地調(diào)整預(yù)運(yùn)放的增益提升量。

　　從式( 2) 還可以看出， 預(yù)運(yùn)放的時間常數(shù)為CA / ( gm 3﹣ gm5 ) ，降低預(yù)運(yùn)放的時間常數(shù)需要減小預(yù)運(yùn)放輸出端的電容，同時合理選擇差分對管的偏置電流并適當(dāng)提高gm5與gm 3的差。

?