1 引言

混合多電平逆變器的功率開關(guān)承受的電壓應(yīng)力不同，因此同一拓?fù)渲锌梢圆捎貌煌墓β势骷?，充分利用了功率開關(guān)各自的優(yōu)點。非對稱h橋是混合多電平逆變器中最基本、最典型的一類拓?fù)?，其半橋的功率開關(guān)可以分別工作在基頻和高頻pwm方式，與傳統(tǒng)多電平逆變器相比，在輸出相同電平數(shù)的情況下，減少了功率器件，降低了開關(guān)損耗［1，2］。本文首先對非對稱h橋五電平逆變器進(jìn)行了分析，利用其結(jié)構(gòu)特點，提出一種通用的調(diào)制策略。最后以電容箝位型非對稱h橋拓?fù)錇閷嶒炂脚_，對所提調(diào)制策略進(jìn)行了實驗驗證。

2 非對稱h橋五電平逆變器

非對稱h橋拓?fù)涫腔旌隙嚯娖酵負(fù)渲凶罨尽⒆畹湫偷囊活愅負(fù)?，其半橋的功率開關(guān)可以分別工作在基頻和高頻pwm方式，與傳統(tǒng)多電平逆變器相比，在輸出相同電平數(shù)的情況下，減少了功率器件，降低了開關(guān)損耗。目前最具有實用價值的三種五電平非對稱h橋有：雙向開關(guān)非對稱h橋、二極管箝位型非對稱h橋和電容箝位型非對稱h橋，分別如圖1（a）、（b）、（c）所示。圖1（a）的雙向開關(guān)型五電平逆變器通過雙向開關(guān)（s5和d1~d4）和h橋（s1~s4），將兩個直流電源e的電壓組合輸出五電平交流電壓；圖1（b）為二極管箝位型五電平逆變器，其左半橋為二極管箝位型三電平半橋，右半橋為兩電平半橋，而圖1（c）為電容箝位型五電平逆變器，其左半橋為電容箝位型三電平半橋。

傳統(tǒng)的多電平逆變器有三類：二極管箝位型、飛跨電容型、h橋級聯(lián)型，附表為五電平逆變器單相所需功率器件對比表，與傳統(tǒng)的三類五電平逆變器相比，前三類拓?fù)洳捎秒妷簯?yīng)力為1:1的功率開關(guān)，導(dǎo)致拓?fù)渌韫β书_關(guān)最多；圖1的非對稱h橋五電平逆變器混合應(yīng)用電壓應(yīng)力比為1:2的功率開關(guān)，以較少的功率開關(guān)輸出五電平電壓，從輸出電壓電平數(shù)和所用功率開關(guān)數(shù)的角度來說，比前三類拓?fù)渚哂懈蟮膬?yōu)勢。

3 通用調(diào)制策略

圖1中的非對稱h橋五電平逆變器已有的調(diào)制策略分別采用特定次諧波消去法［3］和方波-消諧波pwm合成調(diào)制策略［4］，前者在電機驅(qū)動場合的頻繁寬調(diào)速范圍過程中，開關(guān)轉(zhuǎn)換時刻的查表值與真實值之間會存在一定的偏差，后者需要把高、低頻功率開關(guān)的半橋進(jìn)行分離調(diào)制，計算出高頻功率開關(guān)半橋的調(diào)制波，增加了調(diào)制策略的復(fù)雜性。針對這些問題，本文提出一種對非對稱h橋五電平逆變器具有通用性的調(diào)制策略。

3.1 通用調(diào)制策略原理

目前常用的“半橋”主要有三種類型：兩電平半橋hb1、二極管箝位型n電平半橋hb2、電容箝位型n電平半橋hb3。而將這三類“半橋”進(jìn)行有序混合，構(gòu)成通用非對稱h橋如圖2所示。圖中hbx’表示這個“半橋”相對于hbx以較少的耐高壓功率開關(guān)工作于階梯波調(diào)制方式，而hbx則以較多的低壓功率開關(guān)工作于pwm調(diào)制狀態(tài)，x為1、2、3，偶數(shù)m為直流電源的標(biāo)么系數(shù)，輸出電壓的每個電平電壓為e。非對稱h橋的特點是，當(dāng)pwm調(diào)制狀態(tài)的半橋hbx的功率開關(guān)承受e的關(guān)斷電壓應(yīng)力時，右半橋hbx’的功率開關(guān)承受的關(guān)斷電壓應(yīng)力最大需達(dá)到me，限制了其功率開關(guān)只能為低頻、耐高壓器件。而圖1中的三種非對稱h橋五電平拓?fù)涫菆D2的通用非對稱h橋當(dāng)m=1時的特例。

圖2的通用非對稱h橋的右半橋工作在基頻方波調(diào)制時，其驅(qū)動信號與調(diào)制波的過零點同步。根據(jù)調(diào)制波所在正負(fù)區(qū)域的位置及左半橋hbx輸出電壓電平對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)，確定出基波周期內(nèi)載波的分布狀態(tài)。而3種類型的“半橋”中功率開關(guān)呈互補對，因此載波數(shù)量即為左半橋hbx的功率開關(guān)互補對數(shù)量，也就是直流電源的標(biāo)么系數(shù)m。圖3為非對稱h橋拓?fù)涞耐ㄓ谜{(diào)制策略，載波cm、cm’根據(jù)輸出電壓電平對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)進(jìn)行有序?qū)盈B分布。而正負(fù)區(qū)域內(nèi)，載波層疊的位置需根據(jù)輸出電平對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)決定，調(diào)制波vref與其所在的載波ci層進(jìn)行分層、分區(qū)pwm調(diào)制，得到對應(yīng)功率開關(guān)si互補對的pwm驅(qū)動信號，使得非對稱h橋的uo輸出與載波ci對應(yīng)的pwm電平層。而在此時間區(qū)域內(nèi)，其它功率開關(guān)均處于導(dǎo)通/關(guān)斷狀態(tài)。

3.2 非對稱h橋五電平逆變器的通用調(diào)制策略

由圖1的非對稱h橋五電平逆變器的工作機理可得，非對稱h橋的右半橋的功率開關(guān)均工作于基頻，左半橋功率開關(guān)驅(qū)動信號為pwm互補對，例如圖1（a）中功率開關(guān)s1、s5（或s2、s5）互補；圖1（b） 功率開關(guān)s1、s3互補且s2、s4互補；圖1（c）功率開關(guān)s1、s4互補且s2、s3互補。由圖3的非對稱h橋通用調(diào)制原理可得非對稱h橋五電平逆變器通用調(diào)制原理如圖4所示。非對稱h橋五電平逆變器在調(diào)制波的正半周期內(nèi)，需要2路垂直分布的載波c1、c2，調(diào)制波與這兩路載波進(jìn)行spwm調(diào)制，分別對應(yīng)得到非互補功率開關(guān)s1、s2的驅(qū)動信號，使得五電平逆變器輸出對應(yīng)于載波c1、c2的兩個pwm電平層1、2。右半橋s5的驅(qū)動信號由調(diào)制波的過零點決定。在調(diào)制波的負(fù)半周期內(nèi)，載波交錯分布到調(diào)制波的負(fù)區(qū)域，完成負(fù)半周期的spwm調(diào)制，輸出pwm電平層1’、2’。

4 實驗結(jié)果

為了驗證非對稱h橋五電平逆變器的通用調(diào)制策略，本文以單相電容箝位型五電平非對稱h橋拓?fù)錇閷嶒炂脚_，進(jìn)行實驗驗證。直流母線電壓e=20v，載波頻率fc=2khz，調(diào)制波頻率fm=50hz，調(diào)制度ma=0.95，rl負(fù)載，r=100ω，l=63ml。

圖5為功率開關(guān)s1、s5驅(qū)動信號實驗波形，功率開關(guān)s1~s4均工作于高頻pwm狀態(tài)，功率開關(guān)s5、s6工作于基頻狀態(tài)。圖6為逆變器輸出電壓與箝位電容電壓實驗波形，uo為逆變器輸出的五電平電壓，uo為逆變器箝位電容電壓，由于正、負(fù)半周期地對箝位電容進(jìn)行充、放電，使得電容電壓存在較小的波動，但通用調(diào)制策略使得箝位電容電壓達(dá)到了較好的平衡。圖7為逆變器輸出電壓與負(fù)載電流實驗波形，il為負(fù)載電流（電阻r兩端電壓），rl負(fù)載使得負(fù)載電流具有較好的正弦度。

5 結(jié)束語

本文對三種非對稱h橋五電平逆變器進(jìn)行了分析，在此基礎(chǔ)上提出一種對非對稱h橋通用的調(diào)制策略，適用于三種非對稱h橋五電平逆變器。最后，通過單相電容箝位型五電平逆變器實驗平臺，驗證了所提方法的正確性與有效性。