高數(shù)據(jù)速率移動(dòng)通信系統(tǒng)需要使用高能效的RF功率放大器（PA），以便幫助降低網(wǎng)絡(luò)的運(yùn)營(yíng)成本。

然而，由于最新蜂窩標(biāo)準(zhǔn)中所用復(fù)雜調(diào)制方案的峰值平均功率比（PAR）較高，轉(zhuǎn)而要求發(fā)射機(jī)PA具有高平均效率，因此這形成了挑戰(zhàn)。許多PA架構(gòu)都有一個(gè)“最佳工作點(diǎn)”——在該點(diǎn)處其工作效率最高，而在遠(yuǎn)離該點(diǎn)的位置，其工作效率低很多。因此，要想實(shí)現(xiàn)高平均效率，需要構(gòu)建在各種工作條件下都能高效運(yùn)行的PA架構(gòu)。

我們已經(jīng)看到一些有前途的方法，在Doherty和異相架構(gòu)中使用GaN晶體管來(lái)構(gòu)建這樣的PA。我們認(rèn)為，如果能在不增加PA板尺寸或復(fù)雜性的情況下，更有效地控制發(fā)射信號(hào)高次諧波終止的方式，則可以實(shí)現(xiàn)更高的效率。

我們的方法使用諧波匹配的GaN晶體管和準(zhǔn)負(fù)載不敏感（QLI）架構(gòu)，來(lái)實(shí)現(xiàn)標(biāo)準(zhǔn)RF封裝中E類放大器的效率。盡管Doherty和異相PA架構(gòu)調(diào)整其負(fù)載的方式不同，這種方法都可實(shí)現(xiàn)高工作效率。

作為提醒，圖1顯示了簡(jiǎn)化的Doherty PA架構(gòu)。

圖2顯示了簡(jiǎn)化的異相PA架構(gòu)。

使用QLI技術(shù)構(gòu)建更高效的PA

我們使用E類放大器的有限電感實(shí)現(xiàn)，來(lái)從簡(jiǎn)單的電路結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)高效率。由于負(fù)載網(wǎng)絡(luò)元件和輸入?yún)?shù)之間的關(guān)系隨著諧振因子q = 1/ω√LC（即隨L和C）而變化，因此出現(xiàn)了許多工作模式，如圖3所示。

在q = 1.3時(shí)，PA進(jìn)入E類工作模式，可在各種負(fù)載電阻范圍內(nèi)提供最佳效率——這是使用動(dòng)態(tài)負(fù)載調(diào)制的系統(tǒng)所需。

在標(biāo)準(zhǔn)RF封裝中，由于尺寸和成本限制，僅可采用簡(jiǎn)單的匹配網(wǎng)絡(luò)拓?fù)?。串?lián)電容器在內(nèi)部特別難以實(shí)現(xiàn)。因此，我們推導(dǎo)變換出了功能相同的低通LC部分（L1C1），如圖3的下半部分所示。

由于高次諧波在封裝內(nèi)部實(shí)現(xiàn)匹配，因此傳統(tǒng)的基本負(fù)載拉移系統(tǒng)足以實(shí)現(xiàn)最大效率、最大輸出功率和回退（例如6dB）所需的最佳阻抗。測(cè)量數(shù)據(jù)顯示，最大輸出功率和效率在放大器的史密斯圓圖的實(shí)軸上對(duì)齊。對(duì)于負(fù)載實(shí)部的增加，輸出功率降低時(shí)，峰值效率保持不變，這表明在負(fù)載調(diào)制期間，實(shí)現(xiàn)峰值效率所需的二次諧波阻抗不受影響。這個(gè)特性對(duì)于提高Doherty和異相PA的平均效率非常有用。

將QLI技術(shù)應(yīng)用到E類Doherty PA設(shè)計(jì)

我們對(duì)已封裝器件的功率和效率進(jìn)行的負(fù)載牽引測(cè)量結(jié)果表明，它具有λ/4內(nèi)部信號(hào)旋轉(zhuǎn)。在Doherty PA負(fù)載網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)中可以考慮這種內(nèi)部旋轉(zhuǎn)，因此不必在輸出端添加補(bǔ)償線。封裝引線所需的基本負(fù)載阻抗也足夠高，可以直接連接Doherty合路器而無(wú)需額外的匹配網(wǎng)絡(luò)。

高次諧波在封裝內(nèi)終止意味著，Doherty PA的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)可以做到簡(jiǎn)單、緊湊，并且不需要更高的諧波匹配。此外，由于其靜態(tài)電流，主器件被偏置到AB類模式，而峰值器件被偏置到C類模式，以確保傳統(tǒng)的Doherty操作，以便在硬驅(qū)動(dòng)時(shí)，器件能進(jìn)入類E類操作。

將QLI技術(shù)應(yīng)用到雙輸入、混合模式異相PA設(shè)計(jì)

混合模式異相設(shè)計(jì)如圖4（b）所示。由于添加分流電納會(huì)耗用面積，因此該設(shè)計(jì)改為通過(guò)將兩個(gè)分支的電氣長(zhǎng)度調(diào)整±Δ，來(lái)將Chireix補(bǔ)償整合到其中。Δ的值決定所需的異相補(bǔ)償角。

對(duì)于混合模式異相工作，它使用了相位和輸入功率控制的組合，來(lái)實(shí)現(xiàn)最大的漏極/PAE效率與功率回退比。用于實(shí)現(xiàn)最佳效率響應(yīng)的驅(qū)動(dòng)器配置文件，存儲(chǔ)在查找表中。這意味著，異相PA可以避免在較大的異相角處產(chǎn)生急劇的效率/增益滾降，從而保持其高陣容效率。

實(shí)踐中的QLI PA架構(gòu)

我們使用雙輸入測(cè)量裝置測(cè)試了這兩種PA架構(gòu)，該裝置可以掃描信號(hào)的輸入相位和幅度。這些器件沒有采用高壓縮封裝，以避免它們?cè)诓捎眠B續(xù)波工作時(shí)產(chǎn)生過(guò)熱。這意味著，采用已調(diào)信號(hào)的峰值功率比靜態(tài)測(cè)量的輸出功率至少高1dB。線性化采用矢量切換廣義記憶多項(xiàng)式方法進(jìn)行。若采用優(yōu)化的數(shù)字預(yù)失真策略，則應(yīng)能提供更好的線性化。

圖5中Doherty PA的連續(xù)波測(cè)量結(jié)果表明，在2.14GHz時(shí)，峰值輸出功率達(dá)到46.2dBm，效率為68.79%——在6dB回退（BO）處，效率可保持在58%以上。圖5還顯示了增益響應(yīng)。

Doherty PA還采用PAR為7dB的單載波WCDMA信號(hào)進(jìn)行了測(cè)試。測(cè)試表明，線性化后，Doherty PA的平均效率為58.3%，平均輸出功率為40.41dBm。線性化后的Doherty PA的功率譜如圖6所示。

對(duì)于使用前述將QLI E類負(fù)載網(wǎng)絡(luò)集成進(jìn)封裝的方法實(shí)現(xiàn)的雙輸入混合模式異相功率放大器，圖6顯示了其測(cè)得的效率與輸出功率響應(yīng)關(guān)系。分支PA1偏置為AB類，而PA2偏置為深A(yù)B類，這與AB類/AB類偏置相比，有助于將回退效率提高3%。彩色圓點(diǎn)顯示了輸入功率和相位的2D掃描。靜態(tài)測(cè)量結(jié)果顯示峰值輸出功率為49dBm，效率為77%——在回退6dB以外，效率仍能保持在60%以上。通過(guò)連接所有高效點(diǎn)而實(shí)現(xiàn)的最終最佳響應(yīng)表明，其在9dB回退范圍內(nèi)具有超過(guò)50%的效率，并具有良好的增益，如圖7所示。

混合模式異相PA也使用PAR為7dB的單載波WCDMA信號(hào)進(jìn)行了測(cè)試。測(cè)量結(jié)果表明，該混合模式異相PA的平均效率為66.6%，線性化后的平均輸出功率為42.68dBm。線性化后的譜圖如圖7所示。

總結(jié)

這項(xiàng)工作表明，通過(guò)將高次諧波終止在RF封裝內(nèi)部，可以構(gòu)建基于負(fù)載調(diào)制的高效PA。這種方法還意味著功率組合網(wǎng)絡(luò)可以做到簡(jiǎn)單、緊湊。