作者：Barry Harvey ADI公司

工業(yè)和醫(yī)療設(shè)計(jì)推動(dòng)產(chǎn)品的精度和速度日益提高。模擬集成電路行業(yè)總體能夠跟上速度的發(fā)展要求，但在精度要求上卻有所不足。許多系統(tǒng)都競(jìng)相邁入1 ppm精度之列，特別是如今，1 ppm的線性ADC日益普遍。本文將介紹運(yùn)算放大器的精度局限性，以及如何選擇為數(shù)不多的有可能達(dá)到1 ppm精度的運(yùn)算放大器。另外，我們還將介紹一些針對(duì)現(xiàn)有運(yùn)算放大器局限性的應(yīng)用改善。

精度（Accuracy）與數(shù)值相關(guān)：系統(tǒng)特性與絕對(duì)真實(shí)數(shù)值之間的差距。精密（Precision）是以數(shù)字形式表示的數(shù)值深度。在本文中，我們將使用精度一詞，它包括噪聲、偏移、增益誤差和非線性度等系統(tǒng)測(cè)量的所有限制。許多運(yùn)算放大器的某些誤差在ppm量級(jí)，但沒(méi)有個(gè)運(yùn)算放大器的所有誤差都達(dá)到了ppm量級(jí)。例如，斬波放大器可提供ppm級(jí)的失調(diào)電壓、直流線性度和低頻噪聲，但它們的輸入偏置電流和頻率線性度存在問(wèn)題。雙極性放大器具有低寬帶噪聲和良好的線性度，但其輸入電流仍可能導(dǎo)致內(nèi)部電路誤差（對(duì)于內(nèi)部電路，我們將使用“應(yīng)用”一詞）。MOS放大器具有出色的偏置電流，但通常在低頻噪聲和線性度領(lǐng)域存在缺陷。

在本文中，我們將在轉(zhuǎn)換函數(shù)中使用大致相當(dāng)于1 ppm的非線性度表現(xiàn)諧波失真的–120 dBc失真。

非ppm放大器類(lèi)型

讓我們來(lái)看看非高線性度的放大器類(lèi)型。線性度最低的類(lèi)型即所謂的視頻或線路驅(qū)動(dòng)器放大器。這些都是直流精度不太好的寬帶放大器：偏移達(dá)幾毫伏，偏置電流在1 μA至50 μA范圍內(nèi)，并且1/f噪聲性能通常較差。理想的直流精度在0.3%至0.1%之間，但交流失真可以介于–55 dBc至–90 dBc（線性度：2000 ppm至30 ppm）之間。

下一項(xiàng)分類(lèi)是傳統(tǒng)經(jīng)典運(yùn)放設(shè)計(jì)，例如OP-07，可能具有高增益、CMRR、PSRR以及良好的失調(diào)電壓和噪聲性能，但其失真卻無(wú)法優(yōu)于–100 dBc，特別是在達(dá)到1 kΩ或更高負(fù)載的情況之下。

然后，還有一些或新或舊的廉價(jià)放大器，其失真在負(fù)載超過(guò)10 kΩ的情況下都無(wú)法優(yōu)于–100 dBc。

此外，還有音頻放大器類(lèi)運(yùn)算放大器。它們相當(dāng)實(shí)惠，且失真表現(xiàn)可能非常好。但是，它們的設(shè)計(jì)不合適且不能提供良好的失調(diào)電壓和1/f噪聲性能。此外，他們的失真或許在大于10 kHz后也不能變的更好了。

有些運(yùn)算放大器旨在支持MHz信號(hào)的線性度。它們通常為雙極性，并具備較大的輸入偏置電流和1/f噪聲。在該應(yīng)用領(lǐng)域，運(yùn)算放大器更多追求的是–80 dBc至–100 dBc程度的性能，實(shí)現(xiàn)ppm性能不太現(xiàn)實(shí)。

無(wú)論寬帶及壓擺率多大，電流反饋放大器也不能支持深線性度，甚至是適度的精度。它們的輸入級(jí)有很多誤差源，并且增益、輸入和電源抑制性能都不高。電流反饋放大器還具有熱漂移效應(yīng)，會(huì)大幅拓展正常的建立時(shí)間。

然后，我們擁有現(xiàn)代的通用型放大器。它們一般具備1 mV的偏移和微伏級(jí)1/f噪聲。支持–100 dBc失真，但在高負(fù)載時(shí)通常無(wú)法實(shí)現(xiàn)。

運(yùn)算放大器的誤差源

圖1顯示的是簡(jiǎn)化的運(yùn)算放大器框圖，并添加了交流和直流誤差源。拓?fù)錇閹в休斎肟鐚?dǎo)（gm）的單極點(diǎn)放大器，驅(qū)動(dòng)輸出緩沖單元的增益節(jié)點(diǎn)。盡管有許多運(yùn)算放大器拓?fù)?，但所示的誤差源對(duì)它們?nèi)窟m用。

圖1.簡(jiǎn)化的運(yùn)算放大器和誤差源

輸入噪聲

有的輸入噪聲電壓VNOISE包含寬帶和1/f頻譜成分。如果噪聲的幅度類(lèi)似或超過(guò)系統(tǒng)LSB，則無(wú)法準(zhǔn)確地測(cè)量信號(hào)。例如，如果寬帶噪聲為6 nV/√Hz，系統(tǒng)帶寬為100 kHz，那么輸入端的有效值噪聲則會(huì)達(dá)到1.9 μV。我們可以使用濾波器來(lái)降低噪聲：例如，將帶寬降至1 kHz可使噪聲降至0.19 μV rms或1 μV p-p（峰峰）左右。頻域的低通濾波可降低噪聲幅度，就像ADC輸出隨時(shí)間推移而平均化一樣。

不過(guò)，由于速度太慢，1/f噪聲實(shí)際上無(wú)法過(guò)濾或均化。1/f噪聲通常使用0.1 Hz至10 Hz頻譜范圍內(nèi)生成的峰峰值電壓噪聲體現(xiàn)。大多數(shù)運(yùn)算放大器的低頻噪聲都介于1 μV p-p至6 μV p-p之間，因而不太適合對(duì)直流精度要求高的ppm級(jí)別，特別是在提供增益的情況下。

圖2顯示的是優(yōu)良的高精度放大器（LT1468）的電流和電壓噪聲。

圖2.LT1468輸入電壓和電流噪聲

在圖1的輸入端，還有偏置電流噪聲源INOISE+和INOISE–。它們包含寬帶和1/f頻譜成分。INOISE乘以等效電阻會(huì)產(chǎn)生更多輸入電壓噪聲。一般而言，同相端和反相端的兩個(gè)電流噪聲之間互不相關(guān)，不會(huì)隨著兩端輸入電阻值相等而抵消，而是以rms方式增加。INOISE乘以輸入等效電阻產(chǎn)生的噪聲電壓常常會(huì)超過(guò)1/f區(qū)的VNOISE。

輸入共模抑制和偏置誤差

下一種誤差源是VCMRR。這體現(xiàn)在共模抑制比指標(biāo)參數(shù)上，其中失調(diào)電壓會(huì)隨著相對(duì)于兩個(gè)供電軌的輸入電平而變化（所謂的共模電壓，VCM）。使用的符號(hào)指示箭頭方向的電源相互影響，通過(guò)它的分割線表示其可變，但可能是非線性變化。CMRR對(duì)信號(hào)的主要影響在于使線性部分與增益誤差無(wú)法區(qū)分。非線性部分將會(huì)失真。圖3顯示了LT6018的CMRR。增加的線與CMRR曲線在該曲線分化到過(guò)載之前的極點(diǎn)相交。該線的斜率提供的CMRR = 133 dB。范圍每相差30 V，CMRR曲線與理想線之間的偏差僅約為0.5 μV，表示ppm以下級(jí)別的輸入非常成功。其他放大器的曲率可能更大。

圖3.LT6018輸入失調(diào)電壓與VCM

失調(diào)電壓（VOS）將歸入此處的CMRR。斬波放大器的輸入失調(diào)電壓低于10 μV，相對(duì)于2 V p-p至10 V p-p的典型輸入信號(hào)，接近于單ppm誤差。甚至，最佳ADC的失調(diào)電壓通常會(huì)多達(dá)100 μV。所以，10uV級(jí)的失調(diào)電壓不會(huì)對(duì)運(yùn)算放大器自身造成太大的負(fù)擔(dān)；無(wú)論如何，系統(tǒng)本身會(huì)自動(dòng)調(diào)零。與輸入信號(hào)的共模電平相關(guān)的是ICMRR，即輸入偏置電流及其隨電源的變化情況。斷線表明偏置電流會(huì)隨電壓變化，并且也可能不是線性變化。共有四個(gè)ICMRR，因?yàn)閮蓚€(gè)輸入端有獨(dú)立的偏置電流和電平相關(guān)性，并且每個(gè)輸入端隨兩種電源的變化不同。ICMRR乘以應(yīng)用電阻的阻值會(huì)增加電路的整體失調(diào)電壓。圖4顯示了LT1468的偏置電流與VCM（ICMR規(guī)格）。添加的線所示的斜率為~8 nA/V，在使用1 kμΩ應(yīng)用電阻或低ppm誤差的情況下將為8 μV/V。它與直線的偏差約為15 nA，由此在1 kμΩ應(yīng)用環(huán)境下會(huì)在26 V范圍內(nèi)產(chǎn)生15 μV的誤差，或非線性度達(dá)0.6 ppm。

圖4.LT1468輸入偏置電流與VCM

輸入級(jí)失真

圖1顯示了輸入級(jí)，它們通常是由一對(duì)差分晶體管設(shè)計(jì)成跨導(dǎo)電路。圖5頂部顯示了各種差分放大器類(lèi)型的集電極或漏電流以及差分輸入電壓。我們模擬一個(gè)簡(jiǎn)單的雙極性對(duì)、一個(gè)跨線性電路（我們稱(chēng)之為“智能雙極”）、一個(gè)低閾值（即非常大）的MOS差分對(duì)、一個(gè)帶發(fā)射極電阻的雙極性對(duì)（圖5中已退化）和一個(gè)超越閾下區(qū)域而進(jìn)入平方律機(jī)制運(yùn)行的小型MOS對(duì)。使用100 μA的尾電流模擬所有差分放大器。

在顯示圖5底部所示的跨導(dǎo)與VIN之前，明確的信息不多?？鐚?dǎo)（gm）是輸出電流相對(duì)于輸入電壓的導(dǎo)數(shù)，使用LTspice?模擬器生成。語(yǔ)法當(dāng)中包含d（），其在數(shù)學(xué)上等同于d（）/d（VINP）。gmis的非平面度即運(yùn)算放大器在頻率下的基本失真機(jī)制。

對(duì)于直流，運(yùn)算放大器的開(kāi)環(huán)電壓增益約為gm（R1||R2），但前提是輸出緩沖區(qū)增益大約1。R1和R2表示信號(hào)路徑中各種晶體管的輸出阻抗，每個(gè)電阻均連接到一個(gè)供電軌或其他單元。這就是運(yùn)算放大器中增益受限的基礎(chǔ)。R1和R2不能保證為線性；它們可能導(dǎo)致空載失真或非線性度。除線性度之外，我們需要增益達(dá)到或超過(guò)一百萬(wàn)，才能實(shí)現(xiàn)ppm級(jí)的增益精度。

觀察標(biāo)準(zhǔn)雙極性晶體管曲線，我們可以看到它在該組中的跨導(dǎo)最高，但該跨導(dǎo)會(huì)隨著輸入從零伏開(kāi)始變化而快速消退。這一點(diǎn)讓人擔(dān)憂，因?yàn)榫€性度的基本要求就是增益或gm恒定。另一方面，誰(shuí)會(huì)在乎放大器的電壓增益如此之高，以致于差分輸入隨輸出電壓的伏特級(jí)增加只能實(shí)現(xiàn)微伏級(jí)增加？下面是CCOMP。

圖5.各種差分放大器的輸出電流和跨導(dǎo)以及輸入電壓

CCOMP（CCOMPP和CCOMPM的平行線）會(huì)吸收gm在頻率范圍內(nèi)的大多數(shù)輸出電流。它可設(shè)定放大器的增益帶寬乘積（GBW）。GBW可設(shè)定：在頻率f下，放大器的開(kāi)環(huán)增益為GBW/f。如果該放大器在f = GBW/10時(shí)的輸出為1 V p-p，閉環(huán)增益為10，那么輸入之間將有100 mV p-p。也就是，平衡±50 mV。請(qǐng)注意，圖5中顯示的標(biāo)準(zhǔn)雙極性曲線在±50 mV時(shí)損耗了約一半的增益，從而保證了大規(guī)模失真。不過(guò)，智能雙極僅損耗了13%的增益，閾下MOS損耗了26%，退化雙極損耗了12%，平方律MOS損耗了15%。

圖6顯示了輸入級(jí)的失真與振幅。在應(yīng)用電路輸出時(shí)將顯示這些信息（乘以噪聲增益）。輸出失真可以繼續(xù)增加，但不能減少。

圖6.輸入級(jí)的總諧波失真與差分輸入電壓

除智能雙極的輸入級(jí)之外，輸入級(jí)的差分放大器顯示失真與輸入的平方成正比。在增益一致的應(yīng)用中，輸出失真與輸入失真的影響相同。這是大多數(shù)運(yùn)算放大器的主要失真來(lái)源。

請(qǐng)考慮一個(gè)采用雙極輸入的增益一致的緩沖區(qū)。若輸出VOUT峰峰值電壓，輸入差分信號(hào)將為

我們估算

和

其中，GNOISE為應(yīng)用的噪聲增益。

1 ppm非線性度相當(dāng)于–120 dBc諧波失真，比例為0.0001%。假定一個(gè)放大器使用雙極性輸入級(jí)，GBW為15 MHz，作為緩沖區(qū)的輸出為5 V p-p，通過(guò)方程式2可得知該線性度的最大頻率僅為548 Hz。上述的假設(shè)前提是放大器在較低頻率下的線性度最低。當(dāng)然，當(dāng)放大器提供增益時(shí)，噪聲增益增加，且–120 dBc的頻率會(huì)下降。

閾下MOS輸入級(jí)支持的–120 dBc頻率最高為866 Hz，平方律MOS最高支持1342 Hz，退化雙極最高支持1500 Hz。智能雙極的失真不符合預(yù)測(cè)模式，人們必須根據(jù)數(shù)據(jù)手冊(cè)進(jìn)行估算。

我們可以使用更簡(jiǎn)單的公式

其中，K可從運(yùn)算放大器數(shù)據(jù)手冊(cè)的失真曲線中找到。

附加一點(diǎn)，許多運(yùn)算放大器都是使用軌到軌輸入級(jí)。大多數(shù)放大器通過(guò)兩個(gè)獨(dú)立的輸入級(jí)都能實(shí)現(xiàn)此功能，即在輸入共模范圍內(nèi)，不同輸入級(jí)之間可以轉(zhuǎn)換。這種轉(zhuǎn)換會(huì)導(dǎo)致失調(diào)電壓變化，還可能導(dǎo)致偏置電流、噪聲乃至帶寬變化。此外，基本上還會(huì)導(dǎo)致輸出時(shí)出現(xiàn)開(kāi)關(guān)瞬變現(xiàn)象。如果信號(hào)總是穿過(guò)交越區(qū)，那么則不能對(duì)低失真應(yīng)用使用這些放大器。不過(guò)，對(duì)于相反的應(yīng)用場(chǎng)合可以使用它們。

我們還沒(méi)有討論壓擺增強(qiáng)型放大器。這些設(shè)計(jì)在差分輸入較大的情況下不會(huì)耗盡電流。遺憾的是，差分輸入較小的場(chǎng)合仍會(huì)導(dǎo)致gm出現(xiàn)與所討論的輸入幅度類(lèi)似的變化，并且低失真仍需要有較大的頻率環(huán)路增益。

由于我們要尋找的是ppm級(jí)的失真度，所以我們不會(huì)以接近壓擺率限值的任何方式運(yùn)行放大器，所以十分異常的壓擺率不是ppm級(jí)頻率線性度的重要參數(shù)，只考慮GBW即可。

前面，我們討論了單極補(bǔ)償設(shè)計(jì)模式的開(kāi)環(huán)增益。并不是所有運(yùn)算放大器都以該方式提供補(bǔ)償。通常，開(kāi)環(huán)增益可從數(shù)據(jù)手冊(cè)的曲線中找到，而方程式中的GBW/（GNOISE × fSIGNAL）就是頻率的開(kāi)環(huán)增益。

增益節(jié)點(diǎn)誤差

接下來(lái)，我們來(lái)看圖1中的R1和R2。這些電阻連同輸入gm提供放大器的開(kāi)環(huán)直流增益：gm × （R1||R2）。原理圖中繪制的這些電阻帶有可變的非線性刪除線。這些電阻的非線性度體現(xiàn)了放大器的空載失真度。而且，R1會(huì)從正電源施加影響，以致于直流正電源電壓抑制比（PSRR+）約等于gm × R1。同理，R2負(fù)責(zé)PSRR–。請(qǐng)注意，為什么PSRR的幅度幾乎等于開(kāi)環(huán)增益？CCOMPP和CCOMPM向R1和R2注入類(lèi)似的電源信號(hào)；它們?cè)陬l率范圍內(nèi)設(shè)置PSRR+和PSRR–。

增益適度（《《106）的放大器的線性度可能很好，但適度增益會(huì)限制增益精度。

電源端口可能會(huì)導(dǎo)致失真。如果輸出級(jí)驅(qū)動(dòng)的負(fù)載較大，其中某個(gè)電源就會(huì)提供負(fù)載電流。在一定頻率下，遠(yuǎn)端電源的遠(yuǎn)程調(diào)制能力可能很小，以致于運(yùn)算放大器的旁路電容成為實(shí)際的電源。通過(guò)旁路電容后，電源電流下降。下降幅度取決于ESR、ESL和電抗，并且它們會(huì)造成電源干擾。由于輸出為AB類(lèi)，所以只有一半的輸出電流波形會(huì)調(diào)制電源，形成平穩(wěn)的諧波失真。頻率范圍內(nèi)的PSRR可降低電源干擾。例如，如果我們觀察到電源干擾為50 mV p-p，并希望PSRR抑制電源輸入干擾使其在輸出端降至低于5 μV p-p，則PSRR在信號(hào)頻率下需達(dá)到80 dB。估算PSRR（f）~Avol（f），GBW為15 MHz的放大器在低于1500 Hz的頻率下則會(huì)擁有充足的PSRR。

輸出級(jí)失真

圖1中的最后一項(xiàng)是輸出級(jí)，輸出級(jí)在本文中被視為緩沖區(qū)。圖7展示了一個(gè)典型的輸出級(jí)轉(zhuǎn)換函數(shù)。

圖7.不同負(fù)載的輸出緩沖區(qū)的轉(zhuǎn)換函數(shù)

對(duì)于不同的負(fù)載，我們可看到四種誤差。首先是削波：盡管假設(shè)該輸出級(jí)的標(biāo)稱(chēng)增益為1，但它不完全是軌到軌輸出級(jí)。這種情況下，甚至空載輸出時(shí)，每個(gè)電源軌也會(huì)削波100 mV。隨著負(fù)載增加（降低負(fù)載電阻），輸出電壓會(huì)逐步削減。顯然，削波會(huì)嚴(yán)重影響失真，而且必須降低輸出擺幅才能避免削波。

下一種誤差是增益壓縮，當(dāng)轉(zhuǎn)換函數(shù)的曲率達(dá)到信號(hào)極限情況時(shí)，我們會(huì)看到這種現(xiàn)象。隨著負(fù)載增加，在電壓早期階段就會(huì)出現(xiàn)壓縮。同削波一樣，在這種機(jī)制下，通常無(wú)法實(shí)現(xiàn)ppm級(jí)失真。這種壓縮通常是由輸出級(jí)較小而難以滿足輸出需要的電流所致。最好的解決方案是，使放大器提供的線性、無(wú)壓縮最大輸出電流僅約為輸出短路電流的35%。

另一種顯著的失真來(lái)源在于交越區(qū)約為VIN = 0?？蛰d時(shí)，交越扭結(jié)可能不那么明顯。但隨著負(fù)載增加，我們可看到綠色曲線的扭結(jié)增加。估算交越失真通常需要強(qiáng)大的電源電流。

最后一種失真比較難以理解。由于有些放大器電路輸出正電壓和電流，還有一些輸出負(fù)信號(hào)，所以無(wú)法保證它們具有相同的增益，特別是在帶負(fù)載時(shí)。圖7顯示了負(fù)載時(shí)負(fù)信號(hào)的增益減少情況。

通過(guò)環(huán)路增益可降低所有這些失真。如果輸出級(jí)的失真為3%，那么環(huán)路增益需要為30，000才能達(dá)到–120 dBc電平。當(dāng)然，這種情況發(fā)生在GBW/（30，000 × GNOISE）頻率以下，對(duì)于15 MHz的放大器通常為1 kHz機(jī)制。

有些輸出級(jí)的失真與頻率有關(guān)，但也有許多輸出級(jí)與頻率無(wú)關(guān)。開(kāi)環(huán)增益可抑制輸出級(jí)失真，但該增益會(huì)隨頻率而下降。如果輸出失真不隨頻率而變化，則增益損耗會(huì)產(chǎn)生輸出失真，并隨頻率而線性增加。同時(shí)，輸入失真會(huì)導(dǎo)致總體輸出失真隨頻率而增加。這種情況下，總體閉環(huán)輸出失真可能主要為輸入失真，從而掩蓋輸出級(jí)失真的影響。

另一方面，如果輸出級(jí)失真確實(shí)隨頻率而線性變化，那么環(huán)路增益下降除導(dǎo)致輸入失真之外，還會(huì)導(dǎo)致另一種輸出失真，該失真隨頻率的平方而變化，并且無(wú)法與輸入失真區(qū)分開(kāi)來(lái)。

低功耗運(yùn)算放大器包含的輸出級(jí)通常較少，靜態(tài)電流低。輸出失真可能主要是由這些放大器的輸出級(jí)導(dǎo)致，而不是輸入級(jí)。所以，至少需要2 mA電源電流才能獲得低失真運(yùn)算放大器，這種說(shuō)法一定程度上是正確的。

ppm級(jí)精度的規(guī)格要求

在實(shí)際電平轉(zhuǎn)換、衰減/增益和有源濾波器電路中，運(yùn)算放大器需滿足一些基本要求才能支持±5 V信號(hào)、適用于1 kΩ環(huán)境并實(shí)現(xiàn)表1所示的1 ppm線性度。

表1.ppm精度所需的運(yùn)算放大器誤差和幅度列表

現(xiàn)在，我們了解了運(yùn)算放大器在ppm精度領(lǐng)域的局限性，那么我們?cè)撊绾胃纳扑鼈儯?/p>

噪聲：顯然，首先要選擇一款輸入噪聲電壓不高于應(yīng)用電阻組合噪聲的運(yùn)算放大器。這樣可以降低應(yīng)用電路的總阻抗，從而降低噪聲。當(dāng)然，隨著應(yīng)用的阻抗下降，通過(guò)它們的信號(hào)電流會(huì)增加，并可能使負(fù)載誘發(fā)的失真加大。在任何情況下，都不必使運(yùn)算放大器級(jí)別的輸出噪聲遠(yuǎn)低于其驅(qū)動(dòng)級(jí)別的輸入噪聲。

電流噪聲會(huì)乘以應(yīng)用阻抗，進(jìn)而形成更多的電壓噪聲。在電流噪聲很低的應(yīng)用中，MOS輸入非常吸引人，但它們的1/f電壓噪聲通常比雙極性輸入大。雙極性輸入的電流噪聲為pA/√Hz級(jí)別，可能會(huì)產(chǎn)生較大的應(yīng)用噪聲，但1/f電流內(nèi)容生成的應(yīng)用電壓噪聲可能大于放大器的1/f電壓噪聲。一般而言，應(yīng)用阻抗應(yīng)小于放大器的VNOISE/INOISE，以避免IBIAS為主的應(yīng)用噪聲。雙極性放大器的VNOISE越低，INOISE則越高。

幫助運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)最佳性能

減少輸入誤差

除選擇CMRR優(yōu)良的運(yùn)算放大器之外，設(shè)計(jì)人員還可以選擇用運(yùn)放搭建反相放大電路而不是同相放大電路。在反相電路中，輸入會(huì)與地面或一些基準(zhǔn)電壓源相連，完全不會(huì)引發(fā)CMRR誤差。不過(guò)，并不是所有應(yīng)用電路都能反相，而且通常負(fù)電源無(wú)法用于負(fù)信號(hào)偏移。圖8顯示了非反相電路和反相電路中應(yīng)用的雙極點(diǎn)Sallen-Key濾波器。

圖8.非反相（左）和反相（右）Sallen-Key有源濾波器

如果兩個(gè)輸入端均包含應(yīng)用電阻，則每個(gè)輸入端的偏置電流乘以相應(yīng)的電阻產(chǎn)生的電壓誤差會(huì)在輸出端抵消，因此也可以抵消ICMR誤差。例如，如果設(shè)置的放大器增益為10，附帶900 Ω反饋和100 Ω接地電阻，則在正輸入端安置串聯(lián)的90 Ω（900Ω||100Ω）電阻即可抵消完全相等的輸出偏置電流產(chǎn)生的電壓誤差。大多數(shù)雙極性運(yùn)算放大器的偏置電流搭配都很恰當(dāng)，使得選擇0.1%（而不是常見(jiàn)的1%）電阻即可實(shí)現(xiàn)最佳ICMR抑制。在圖4中，補(bǔ)償電阻與反相輸入端-input串聯(lián)放置。它們應(yīng)能夠被旁路通過(guò)。因?yàn)轭~外的輸入電阻會(huì)導(dǎo)致噪聲增加（電流噪聲乘以連接的等效電阻）。

反相增益讓我們能夠使用包含軌到軌輸入的運(yùn)算放大器，而不必讓信號(hào)穿過(guò)切換點(diǎn)（假設(shè)我們已偏置電源和共模輸入電平，以避免切換電壓）。

電源注意事項(xiàng)

輸出電流將會(huì)調(diào)節(jié)本地的供電電源。電源信號(hào)將通過(guò)PSRR傳輸?shù)捷斎攵恕１挥绊懙妮斎霑?huì)生成輸出信號(hào)，圍繞其環(huán)路運(yùn)行。在1 kHz頻率下，1 μF本地旁路電容的阻抗為159 Ω，遠(yuǎn)低于電源之間線路加上電源本身的阻抗。因此，本地旁路電容實(shí)際上在低于100 kHz的頻率下沒(méi)有效果。在1 kHz頻率下，調(diào)控情況由遠(yuǎn)程電源控制。在1 kHz頻率下，放大器可能達(dá)到90 dB電源抑制比。請(qǐng)注意，運(yùn)算放大器電源端口的大部分電流包含了大量的信號(hào)諧波，所以我們希望從輸出到供給電源的增益低于30 dB，以實(shí)現(xiàn)120 dBc的目標(biāo)。要實(shí)現(xiàn)30 dB的增益，需要電源阻抗《30×負(fù)載阻抗。因此，500 Ω負(fù)載需要電源的阻抗小于17 Ω。這種情況可行，但是這樣就不能在電源與運(yùn)算放大器之間串聯(lián)電阻和電感。在10 kHz頻率下，要求則更加嚴(yán)格；PSRR將從90 dB降至70 dB，而電源阻抗則必須降至1.7 Ω?？尚校髧?yán)苛。使用大型本地旁路可提供幫助。

圖9.負(fù)載和電源電流環(huán)路

圖10.復(fù)合放大器與單一放大器失真測(cè)試

從布局角度來(lái)看，了解輸出電流環(huán)路的路徑非常重要，如圖9所示。

圖9左側(cè)的圖表顯示了驅(qū)動(dòng)至負(fù)載的正電源電流，然后又通過(guò)地面回歸負(fù)載。在整個(gè)接地路徑中可能存在壓降，以致于偶諧波電源電流的電壓從信號(hào)源降至輸出，從反饋分頻器降至輸出或輸入地。不過(guò)，此地非彼地。圖9右側(cè)顯示了一種傳輸電源電流的更好方式。電源電流從輸入和反饋節(jié)點(diǎn)傳出。

在高于100 kHz的更高頻率下，電源線路的磁輻射可能成為失真來(lái)源。電源的偶諧波電流可通過(guò)磁性方式耦合到反饋網(wǎng)絡(luò)的輸入，從而使失真隨頻率大幅增加。在這些頻率之下，審慎的布局至關(guān)重要。有些放大器采用的是非標(biāo)準(zhǔn)引腳；它們的電源引腳遠(yuǎn)離輸入，有些甚至?xí)谳斎雮?cè)提供額外的輸出端口，以避免磁干擾。

減少負(fù)載為主的失真

在高負(fù)載環(huán)境下，許多運(yùn)算放大器的輸出級(jí)都會(huì)成為主要的失真來(lái)源。您可以通過(guò)一些技巧來(lái)改善負(fù)載失真。其一，使用復(fù)合放大器，即一個(gè)放大器驅(qū)動(dòng)輸出，另一個(gè)放大器進(jìn)行控制，如圖10所示。

此電路通過(guò)LTspice仿真設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)。LTC6240和LT1395的spice模型文件中包含失真回放功能的宏模型。大多數(shù)宏模型都不會(huì)嘗試顯示失真情況，即使顯示，仿真結(jié)果也可能不準(zhǔn)確。該工具（LTspice）可查看宏模型的文本文件，確實(shí)如此，這些宏模型的失真模擬效果非常不錯(cuò)。

圖10右側(cè)是LTC6240，提供的增益為2，驅(qū)動(dòng)電阻為100 Ω，對(duì)于該放大器而言負(fù)載較大。圖10左側(cè)是一款復(fù)合放大器，輸入端另設(shè)一個(gè)LTC6240，并有一款良好的寬帶電流反饋放大器（CFA）作為獨(dú)立放大器來(lái)驅(qū)動(dòng)相同的負(fù)載。復(fù)合放大器的理念是，輸出運(yùn)算放大器已具備適度的低失真，并且通過(guò)輸入放大器在頻率范圍內(nèi)的環(huán)路增益可進(jìn)一步減少該失真。對(duì)于獨(dú)立放大器和復(fù)合放大器，我們的閉環(huán)增益都為2，但在復(fù)合放大器中，可以對(duì)LT1395單獨(dú)設(shè)置其自身的增益（通過(guò)Rf1和Rg1設(shè)置為4），以降低控制放大器的輸出擺幅。由于輸入引發(fā)的失真隨輸出振幅的平方增加，由此可進(jìn)一步減少控制運(yùn)算放大器的失真。

圖11顯示了10 kHz、4 V p-p輸出的頻譜。

諧波失真的計(jì)算方式為：每個(gè)諧波電平（dB）減去基波電平（在10 kHz頻率下）。如圖底部所示，輸入信號(hào)的失真約為–163 dBc，非常好，足以讓人相信模擬效果。V（out2）來(lái)自于獨(dú)立的LTC6240，失真為–78 dBc。也不錯(cuò)，但當(dāng)然沒(méi)有達(dá)到ppm級(jí)。

圖11.復(fù)合放大器和常規(guī)放大器的失真頻譜

圖11頂部顯示了復(fù)合放大器的失真，–135 dBc，相當(dāng)出色。這么好的結(jié)果，我們能否相信？為了加以驗(yàn)證，中間部分顯示了原理圖上節(jié)點(diǎn)的失真。如果復(fù)合放大器輸出端的失真接近于零，但輸出放大器本身的失真確實(shí)有限，那么反饋過(guò)程會(huì)在其輸入端（中間）為輸出放大器失真設(shè)置負(fù)值。中間部分的失真為–92 dBc，這實(shí)際上與LT1395數(shù)據(jù)手冊(cè)的曲線匹配！我仍會(huì)想，如果宏模型中體現(xiàn)出物理LTC6240輸入CMRR或ICMR曲率，它們可能還會(huì)增加實(shí)際的電路失真。

遺憾的是，很少有宏模型包含失真。您必須閱讀宏模型.cir文件的標(biāo)題來(lái)查看其是否受支持。要了解失真是否與數(shù)據(jù)手冊(cè)的曲線匹配，需要進(jìn)行一些模擬。

復(fù)合放大器的補(bǔ)償可能有點(diǎn)棘手，但在我們的示例中，第二個(gè)放大器的帶寬比輸入放大器高出10倍以上，只需少許Cf即可提供電路補(bǔ)償。在此補(bǔ)償架構(gòu)中，如果控制放大器的總體增益中包括BW的帶寬，那么輸出放大器的帶寬應(yīng)》3 × BW，而總體帶寬應(yīng)保守設(shè)置為約等于BW/3。

為避免帶寬損耗，我們可以使用增強(qiáng)放大器的方法。這樣相比復(fù)合方案對(duì)失真的改善較小，但帶寬及建立時(shí)間都會(huì)毫發(fā)無(wú)損。圖12顯示了測(cè)試原理圖。

圖12右側(cè)顯示了U2，即我們的獨(dú)立LTC6240；左側(cè)顯示了兩個(gè)LTC6240放大器。U1同獨(dú)立放大器類(lèi)似，控制輸出，增益為2；U2的增益為3。U2在增強(qiáng)節(jié)點(diǎn)的輸出電壓大于U1的相應(yīng)電壓，所以U2會(huì)向輸出端驅(qū)動(dòng)輸送電流。RBOOST和U2的增益可以配置，以使U2向Rl驅(qū)動(dòng)輸送96%的負(fù)載電流，并使U1保持輕載，從而改善失真。我們需要確保U2包含足夠的裕量，以承載額外的擺幅。

LTC6240在kΩ范圍內(nèi)的負(fù)載失真主要為輸入失真，但對(duì)于100 Ω負(fù)載則主要為輸出級(jí)失真。

圖13顯示了頻譜結(jié)果。

同樣，獨(dú)立放大器在10 kHz頻率下的失真為–78 dBc。增強(qiáng)型放大器提供的失真為–106 dBc；不像復(fù)合放大器那么好，但比獨(dú)立放大器幾乎高出30 dBc。不過(guò)，增強(qiáng)型放大器的帶寬只會(huì)降低少許。

圖12.增強(qiáng)型放大器與獨(dú)立放大器的模擬設(shè)置

請(qǐng)注意，RBOOST微調(diào)了一下；如果將其改為52 ± 2 Ω，增強(qiáng)型失真則下降10 dBc，但隨后發(fā)生的變化則較小，最高為±10 Ω。似乎U1有一些預(yù)期極性的適度負(fù)載。理想（無(wú)負(fù)載）或額外的增強(qiáng)電流會(huì)導(dǎo)致失真增加。

最好是，U2與U1有相同的群組延遲，以使增強(qiáng)信號(hào)與輸出同時(shí)出現(xiàn)。U2的增益比U1高50%，因而閉環(huán)帶寬較少，這意味著增強(qiáng)輸出會(huì)使頻率范圍內(nèi)的主要輸出延遲。通過(guò)跨接在U1輸入端的電阻，可將U1的帶寬降至與U2相同的水平。這樣可使U1的噪聲增益等于U2，從而實(shí)現(xiàn)相同的群組延遲。該模擬器在10 kHz頻率下沒(méi)有改善；U1提供最佳失真，無(wú)延遲均衡。您需要嘗試一下，才能了解在更高的頻率下是否也是這種情況。如果放大器為電流反饋類(lèi)型，那么可以通過(guò)降低Rf1和Rg1使U2的帶寬升至U1的水平。

ppm級(jí)質(zhì)量放大器推薦

表2顯示了一些建議的接近ppm線性度的放大器的重要規(guī)格。

紅色條目旨在提示讀者：該參數(shù)可能不符合ppm級(jí)失真。該組當(dāng)中最易于使用的更好的產(chǎn)品為AD8597、ADA4807、ADA4898、LT1468、LT1678和LT6018。

有些放大器需要解決其輸入問(wèn)題（同相放大應(yīng)用可能存在問(wèn)題），但仍能提供良好的失真：AD797、ADA4075、ADA4610、ADA4805、ADA4899和LTC6228。

圖13.增強(qiáng)型放大器和常規(guī)放大器的失真頻譜

結(jié)論

遺憾的是，商用型ppm精度放大器難以找到（如果可以找到）。市場(chǎng)上存在ppm線性放大器，但必須注意這些放大器的輸入電流，它們可能會(huì)通過(guò)電路中的應(yīng)用阻抗產(chǎn)生失真。這些阻抗可以降低，但在反饋中驅(qū)動(dòng)它們會(huì)導(dǎo)致運(yùn)算放大器輸入端產(chǎn)生失真的風(fēng)險(xiǎn)。在特別低的輸入電流和變動(dòng)環(huán)境下使用運(yùn)算放大器，可以通過(guò)調(diào)整電路中的應(yīng)用阻抗以使運(yùn)算放大器獲得最佳失真，但這樣會(huì)增加系統(tǒng)噪聲。要達(dá)到ppm級(jí)線性度和噪聲，需要認(rèn)真挑選運(yùn)算放大器并優(yōu)化應(yīng)用電路。

作者簡(jiǎn)介

Barry Harvey曾擔(dān)任模擬IC設(shè)計(jì)人員，負(fù)責(zé)設(shè)計(jì)高速運(yùn)算放大器、基準(zhǔn)電壓源、混合信號(hào)電路、視頻電路、DSL線路驅(qū)動(dòng)器、DAC、采樣保持放大器、倍增器等。他擁有斯坦福大學(xué)的電氣工程碩士學(xué)位。他擁有20多項(xiàng)專(zhuān)利，發(fā)表過(guò)許多文章和論文。Barry喜歡維修用過(guò)的測(cè)試設(shè)備、彈吉他以及研究Arduino相關(guān)項(xiàng)目。作者：Barry Harvey ADI公司