許多系統(tǒng)設(shè)計人員使用Σ-Δ型 ADC 和 RTD（電阻式溫度檢測器）進行溫度測量，但實現(xiàn) ADC 數(shù)據(jù)手冊中規(guī)定的高性能時有困難。例如，一些設(shè)計人員可能只能從 16 位至 18 位 ADC 獲得 12 至 13 個無噪聲位。本文介紹的前端技術(shù)能夠使設(shè)計人員在其系統(tǒng)設(shè)計中獲得 16 個以上的無噪聲位。

在比率式測量中使用 RTD 有一定優(yōu)勢，因為它能消除激勵電流源的精度和漂移等誤差源。下面是 4 線 RTD 比率式測量的典型電路。4 線式配置的優(yōu)勢是可消除由引腳電阻產(chǎn)生的誤差。

圖 1. 4 線 RTD 比率式測量電路。

我們可以從上述電路推導(dǎo)出下面兩個公式：

當(dāng) ADC 工作在雙極性差分模式時，計算 RTD 電阻（RRTD）的通用表達式如下所示：

其中：

CodeRTD 為 ADC 碼。

CodeADC_Fullscale 為 ADC 滿量程代碼。

RTD 的測量電阻值理論上僅與基準(zhǔn)電阻的精度和漂移相關(guān)。 通常，RREF 為精確的低漂移電阻，精度為 0.1%。

當(dāng)工程師使用此類電路設(shè)計產(chǎn)品時，他們會在模擬輸入和外部基準(zhǔn)電壓源引腳前添加一些電阻和電容，以獲得低通濾波和如圖 2 所示的過電壓保護。在本文中，我們將展示選擇合適的電阻和電容以獲得更好的噪聲性能時應(yīng)該考慮的因素。

圖 2. 典型 4 線 RTD 比率式測量電路。

從圖 2 中可以看出，R1、R2、C1、C2 和 C3 用作為差分和共模電 壓信號提供衰減的一階低通 RC 濾波器。R1 和 R2 的值應(yīng)相同， C1 和 C2 的值也選擇相同的值。同樣，R3、R4、C4、C5 和 C6 用 作參考路徑的低通濾波器。

共模低通 RC 濾波器

圖 3 所示為共模低通濾波器等效電路。

圖 3. 共模低通濾波器。

因為 a 點的共模電壓等于 b 點的電壓，所以沒有電流流過 C3。 因此，共模截止頻率可表示為：

差分模式低通 RC 濾波器

為了更好地理解差分信號的低通 RC 濾波器截止頻率，可將圖 4 中的 C3 電容視作圖 5 中的兩個獨立電容：Ca 和 Cb。

圖 4. 差分模式低通濾波器。

圖 5. 差分模式低通濾波器等效電路。

圖 5 中，差分模式截止頻率為：

通常，C3 的值是 Ccm 的值的 10 倍。這是為了降低 C1 和 C2 不一致 產(chǎn)生的影響。例如，如圖 6 所示，ADI 電路筆記 CN-0381 中使 用模擬前端設(shè)計時，差分信號的截止頻率約為 800 Hz，共模 信號的截止頻率約為 16 kHz。

圖 6. 使用 AD7124 進行 RTD 測量的模擬輸入配置。

電阻和電容考慮

除了作為低通濾波器的一部分外，R1 和 R2 還可提供過電壓保 護。如果圖 6 中的 AD7124-4 AIN 引腳前使用的是 3 kΩ電阻，則最高可保護 30 V 接線錯誤。不建議在 AIN 引腳前使用更大的電阻，原因有二。第一，它們將產(chǎn)生更大的熱噪聲。第二，AIN 引腳具有輸入電流，電流將流經(jīng)這些電阻并引入誤差。這些輸入電流的大小不是恒定值，不匹配的輸入電流將產(chǎn)生噪聲，并且噪聲將隨電阻值增大而增大。

電阻和電容值對確定最終電路的性能至關(guān)重要。設(shè)計人員需要理解其現(xiàn)場要求，并根據(jù)上述公式計算電阻和電容值。對于具有集成激勵電流源的 ADI Σ-Δ型 ADC 器件和精密模擬微控 制器，建議在 AIN 和基準(zhǔn)電壓源引腳前使用相同的電阻和電容值。這種設(shè)計可確保模擬輸入電壓始終與基準(zhǔn)電壓成比例， 并且激勵電流的溫度漂移和噪聲所引起的模擬輸入電壓的任何誤差，都可通過基準(zhǔn)電壓的變化予以補償。

用比率式測量法測得的 ADuCM360 噪聲性能

ADuCM360 是完全集成的 3.9 kSPS、24 位數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)，在單芯片上集成雙路高性能多通道Σ-Δ型 ADC、32 位 ARM? Cortex?-M3 處理器和 Flash/EE 存儲器。同時還集成了可編程增益儀表放大器、精密帶隙基準(zhǔn)電壓源、可編程激勵電流源、靈活的多路復(fù)用器以及其它許多特性。它可與電阻式溫度傳感器直接連接。

使用 ADuCM360 進行 RTD 測量時，REF–引腳通常接地，因此圖 2 中的 R4 和 C5 無電流通過，可將其移除。C4 和 C6 并聯(lián)一起。 由于 C4 遠遠小于 C6，因此可忽略。最后便可得到簡單的模擬 前端電路，如圖 7 所示。

圖 7. 用于 RTD 測量的 ADuCM360 模擬前端電路。

表 1 列出了模擬和參考輸入路徑前具有匹配和不匹配濾波器時 的噪聲水平。使用 100 Ω精密電阻代替 RRTD，以測量 ADC 輸入 引腳上的噪聲電壓。RRef 的值為 5.62 kΩ。

Table 1. Noise Test Results

從表 1 我們可以看出，使用 R1 和 R2 的值與 R3 相同的匹配模擬前 端電路時，噪聲與不匹配電路相比降低約 0.1 μV 至 0.3 μV，這 意味著 ADC 無噪聲位的數(shù)量增加約 0.25 位至 16.2 位，ADC PGA 增益為 16。

結(jié)論

按照本文介紹的考慮因素，使用匹配 RC 濾波器電路和根據(jù)現(xiàn) 場要求選擇合適的電阻和電容值，比率式測量應(yīng)用中的 RTD 能夠獲得最佳的結(jié)果。