具有增強(qiáng)型 PWM 抑制功能的低漂移、精密直列式電機(jī)電流測(cè)量

隨著提升系統(tǒng)效率的需求不斷增長，我們面臨著改善電 機(jī)工作效率和控制功能的直接壓力。幾乎所有類型的電機(jī)均面臨著這種需求壓力，包括白色家電、工業(yè)驅(qū)動(dòng)器 和汽車應(yīng)用中使用的電機(jī)。為了確保電機(jī)以其峰值效率運(yùn)行，其反饋到控制算法中的運(yùn)行特性至關(guān)重要。相電流是系統(tǒng)控制器使用的這些 重要診斷反饋要素（用于實(shí)現(xiàn)最佳的電機(jī)性能）之一。

由于測(cè)量信號(hào)具有連續(xù)性并與相電流直接相關(guān)，因此， 測(cè)量電機(jī)電流的理想位置應(yīng)直接與每個(gè)相位保持一致，如圖 1 所示。測(cè)量其他位置（例如每個(gè)相位的低側(cè)）的電流需要進(jìn)行重組和處理，然后控制算法才可以使用有意義的數(shù)據(jù)。

電機(jī)的驅(qū)動(dòng)電路可生成脈寬調(diào)制 （PWM） 信號(hào)來控制電機(jī)的運(yùn)行。這些調(diào)制信號(hào)使得位置與各電機(jī)相位一致的測(cè)量電路進(jìn)行共模電壓 （VCM） 轉(zhuǎn)換，在轉(zhuǎn)換過程中，電壓將在極短時(shí)間內(nèi)在不同高電壓電平之間進(jìn)行切換。完美的放大器產(chǎn)品能夠完全抑制測(cè)量的 VCM 分量，僅放大與流經(jīng)分流電阻器 的電流相對(duì)應(yīng)的差分電壓。不幸的是，實(shí)際的放大器產(chǎn)品并不理想，會(huì)受到大 PWM 驅(qū)動(dòng)輸入電壓階躍的影響。 由于實(shí)際的放大器產(chǎn)品無法進(jìn)行無限的抑制共模，因此放大器輸出端可能會(huì)出現(xiàn)與每個(gè)輸入電壓階躍相對(duì)應(yīng)的大幅度意外干擾，如圖 2 所示。這些輸出干擾（或故障）可能極大，輸入轉(zhuǎn)換后需要很長時(shí)間才能穩(wěn)定， 具體取決于放大器特性。

此類測(cè)量的常用方法是選擇帶寬較高的電流檢測(cè)放大器。為了保持在可聽頻率范圍之上，典型的調(diào)制頻率 范圍為 20kHz 至 30kHz。用于在這些 PWM 驅(qū)動(dòng)應(yīng)用 中進(jìn)行直列式電流測(cè)量的放大器選擇以信號(hào)帶寬在 200kHz 至 500kHz 范圍內(nèi)的放大器為目標(biāo)。以往選擇放大器時(shí)并不基于顯著低于 PWM 信號(hào)帶寬的實(shí)際信號(hào)帶寬。選擇更高的放大器帶寬可以使輸出干擾在輸入電壓轉(zhuǎn)換后快速穩(wěn)定下來。

INA240 是一款高共模雙向電流檢測(cè)放大器，專為 這些類型的 PWM 驅(qū)動(dòng)應(yīng)用而設(shè)計(jì)。 該器件通過使用集成式增強(qiáng)型 PWM 抑制電路來顯著降低輸出干擾 并快速穩(wěn)定，從而解決在存在大共模電壓階躍時(shí)測(cè)量小差分電壓的問題。標(biāo)準(zhǔn)電流檢測(cè)放大器依靠高信號(hào)帶寬使輸出在階躍后快速恢復(fù)，而 INA240 快速電流檢測(cè)放大器具有內(nèi)部 PWM 抑制電路，可以在改進(jìn) 輸出響應(yīng)的同時(shí)降低輸出干擾。 圖 3 說明了 INA240 輸出響應(yīng)在此內(nèi)部增強(qiáng)型 PWM 抑 制功能作用下的改進(jìn)。

對(duì)于許多三相應(yīng)用，有少量與該直列式電流測(cè)量精度相關(guān)的要求。除了具有快速響應(yīng)的輸出以確保對(duì)補(bǔ)償 回路的充分控制之外，還需要具有有限的輸出干擾，以 防止出現(xiàn)錯(cuò)誤的過流指示。對(duì)于電動(dòng)助力轉(zhuǎn)向 （EPS） 等 其他系統(tǒng)，必須通過精密電流測(cè)量為轉(zhuǎn)矩輔助系統(tǒng)提供 所需的反饋控制。

EPS 系統(tǒng)的主要目標(biāo)是通過在駕駛員施加于方向盤 上的轉(zhuǎn)矩上增加額外的轉(zhuǎn)矩以幫助轉(zhuǎn)向，同時(shí)在轉(zhuǎn) 向響應(yīng)中提供與駕駛條件相對(duì)應(yīng)的典型 注意事項(xiàng)。在該嚴(yán)格控制的系統(tǒng)中，相間電流測(cè)量誤差 會(huì)變得非常明顯。相位之間的任何未加考慮的變化 都會(huì)直接導(dǎo)致駕駛員通過方向盤察覺到的扭矩波動(dòng)增大。

減少測(cè)量誤差，尤其是溫度引發(fā)的誤差對(duì)于保持精確反 饋控制并提供無縫用戶體驗(yàn)至關(guān)重要。 常用的系統(tǒng)級(jí)校準(zhǔn)能夠不斷降低室溫下對(duì)于放大器性 能的依賴性，從而實(shí)現(xiàn)精確的測(cè)量。

然而，隨著運(yùn)行溫度的不斷變化，考慮參數(shù)漂移（如 輸入偏移電壓和增益誤差）更具挑戰(zhàn)性。良好的溫度 補(bǔ)償方案基于放大器在整個(gè)溫度范圍內(nèi)的性能 變化特征，并依賴于系統(tǒng)間對(duì)外部條件的一致且可重復(fù)的響應(yīng)。對(duì)于降低對(duì)復(fù)雜補(bǔ)償方法的需求而言，在將溫 度引起的偏移降至最低的情況下提高放大器保持穩(wěn)定的 能力是一種理想選擇。

INA240 在室溫下具有 25μV 的最大輸入失調(diào)電壓和 0.20% 的最大增益誤差規(guī)格。對(duì)于要求溫度穩(wěn)定測(cè)量 的應(yīng)用，該器件的輸入失調(diào)電壓漂移為 250nV/°C， 放大器增益漂移為 2.5ppm/°C。即使工作溫度在系統(tǒng) 的完整溫度范圍內(nèi)發(fā)生變化，測(cè)量精度依然恒定不變。INA240 將測(cè)量溫度穩(wěn)定性、寬動(dòng)態(tài)輸入范圍和增 強(qiáng)型 PWM 輸入抑制（這一點(diǎn)最重要）融合在一起，非常適合需要精確可靠的測(cè)量以實(shí)現(xiàn)精確控制性能的 PW M 驅(qū)動(dòng)應(yīng)用。

備選器件建議

INA282 能夠非常精確地測(cè)量大共模電壓，這些電壓的 變化速度不會(huì)像 PWM 驅(qū)動(dòng)應(yīng)用的典型變化速度那樣 快，因此您可以在高電壓直流應(yīng)用中使用它。 LMP8481 是一款雙向電流檢測(cè)放大器，適用于不要求 放大器的輸入電壓范圍中包含接地的高共模電壓。

具有 PWM 抑制功能的高側(cè)驅(qū)動(dòng)、高側(cè)電磁閥監(jiān)視器

電磁閥是一種機(jī)電設(shè)備，通過將線圈繞在可移動(dòng)的鐵質(zhì)材料（稱為電樞或栓塞）上制成。通過線圈的電流產(chǎn)生 磁場，使電樞在固定范圍內(nèi)移動(dòng)。圖1是機(jī)電電磁閥的圖示。

您通常會(huì)在簡單的開/關(guān)應(yīng)用（例如僅需要兩種工作狀態(tài)的繼電器）中找到電磁閥，電磁閥也用于電流與電樞 的位置成正比的線性操作。線性電磁閥用于需要精確調(diào) 節(jié)壓力、液體流動(dòng)（如工業(yè)應(yīng)用）或氣流（如關(guān)鍵醫(yī)療 應(yīng)用的設(shè)備。在汽車應(yīng)用中，線性電磁閥用于燃油噴射器、變速器、液壓懸架甚至觸覺效果。

存在多種用于連接和驅(qū)動(dòng)電磁閥的配置。一種常見的方 法是使用高側(cè)驅(qū)動(dòng)器配置，其中電流檢測(cè)放大器連接在 高側(cè)開關(guān)和電磁閥之間，如圖 2 所示。這種配置的一個(gè)好處是當(dāng)高側(cè)開關(guān) 關(guān)閉時(shí)，電磁閥與電池電壓隔離。避免電磁閥與電池電 壓持續(xù)相連可減緩電磁閥老化并防止其過早出現(xiàn)故障。

圖2中所示的電流檢測(cè)放大器必須能夠抑制高共模 dv/ dt 信號(hào)，并支持降至接地以下的共模電壓。 當(dāng)高側(cè)開 關(guān)接通時(shí)，電磁閥由從電池流出的電流供電。高側(cè)開關(guān) 的占空比決定 流經(jīng)電磁閥的電流，該電流又相應(yīng)地控制柱塞的行程。當(dāng)高側(cè)開關(guān)斷開后，電流流經(jīng)反激式 二極管，強(qiáng)制共模電壓將一個(gè)二極管的電壓降至接地電壓以下。

電磁閥和閥具有很高的電感。電磁閥的有效阻抗可簡化為電阻和電感。線圈使用銅（4，000ppm/°C）制造，有 效電阻隨電磁閥的類型而異，范圍為 1Ω（用于觸覺應(yīng) 用）至 10Ω（用于線性或位置閥系統(tǒng)）。所有電磁閥 的電感均介于 1mH 和 10mH 之間。 圖 3 顯示了 25°C 和 125°C 時(shí)開環(huán)模式下電磁閥 驅(qū)動(dòng)器的電流曲線。在 100°C 的環(huán)境溫度升高幅度 下（無銅 電阻補(bǔ)償），柱塞行程精度約為 40％。電磁閥電流直 接控制栓塞的行程。如果環(huán)境溫度發(fā)生變化，則栓塞的 行程隨之改變，這將影響壓力、液體或空氣調(diào)節(jié)等輸出控制。

通過測(cè)量電磁閥和閥應(yīng)用中的電流，可以檢測(cè)電磁閥工作特性的變化。通過電流測(cè)量，可以利用老化的電磁閥 的磁場減小 在有故障的組件失靈之前識(shí)別這些組件。在開環(huán)電 磁閥控制系統(tǒng)中，有效阻抗的變化會(huì)在銅繞組溫度上升 100°C 時(shí)發(fā)生 40% 的漂移。電流 控制反饋環(huán)路中使用的電流測(cè)量可以將電磁閥在整個(gè)溫度范圍內(nèi)的阻抗變化從 40% 降 低至 0.2%（使用 INA240 電流檢測(cè)放大器）。

INA240 是一款高側(cè)雙向電流檢測(cè)放大器，可支持 -4V 至 +80V 的大共模電壓。INA240 采用可抑制 dv/dt 信 號(hào)的電路，專為在脈寬調(diào)制 （PWM） 應(yīng)用中工作 而設(shè)計(jì)。它可以縮短消隱時(shí)間，從而能夠以較低的占空比實(shí)現(xiàn)精確的 PWM 電流測(cè)量。

該器件的低失調(diào)電壓、漂移、增益和 400kHz 的高帶寬可實(shí)現(xiàn)精確的直列式電流測(cè)量。需要精確控制液體、空氣和壓力的閥應(yīng)用將受益于電流測(cè)量期間的精 度和溫度穩(wěn)定性。

備選器件建議

如果您需要較低的負(fù)共模電壓，請(qǐng)考慮 INA193。該器件 -16V 的輸入范圍能夠在電磁閥跳變電壓較高時(shí) 提供充足的裕量。不過，INA193 存在一個(gè)折衷，即 PWM 干擾抑制及其針對(duì)高 dv/dt 信號(hào)可實(shí)現(xiàn)快速穩(wěn)定的響應(yīng)。

對(duì)于需要更高信號(hào)帶寬和低輸入失調(diào)電壓漂移的應(yīng)用，LMP8640HV 是另一款能夠滿足高側(cè)驅(qū)動(dòng)配置要求 的電流檢測(cè)放大器。

LMP8278Q-Q1 符合汽車電子委員會(huì) （AEC）-Q100 標(biāo)準(zhǔn)，可在 -40°C 至 +125°C 的環(huán)境溫度范圍內(nèi)保證器件規(guī)格。在采用范圍為 -2V 至 +40V的共模電壓時(shí)，您可以在需要精確控制底盤中的電磁閥的動(dòng)力系統(tǒng)應(yīng)用中使用 LMP8278。

開關(guān)電源中的電流模式控制

大多數(shù)開關(guān)電源采用閉環(huán)反饋電路，以便在各種瞬態(tài)和 負(fù)載條件下提供穩(wěn)定的電源。反饋方法選項(xiàng)分為兩大類：電壓模式控制 （VMC） 和電流模式控制 （CMC）。這 兩種方法各有優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)，我們可以根據(jù)它們的優(yōu)缺點(diǎn)來確定適合終端設(shè)備應(yīng)用的選擇。

控制方法

VMC將經(jīng)調(diào)節(jié)的輸出電壓值用作反饋信號(hào)。該方法為控制路徑提供了簡單直接的反饋架構(gòu)，但確實(shí)存在一些缺點(diǎn)。最大的缺點(diǎn)是輸出電壓調(diào)節(jié)需要首先檢測(cè)到輸出電壓的變化并通過整個(gè)反饋信號(hào)和濾波器進(jìn)行傳播，然后才能對(duì)輸出進(jìn)行相應(yīng)的 補(bǔ)償。

對(duì)于需要高水平調(diào)節(jié)的系統(tǒng)而言，這可能會(huì)產(chǎn)生慢 得無法接受的響應(yīng)。全新 反饋補(bǔ)償需要較高級(jí)別的分析，以解決輸出低通濾波 器導(dǎo)致的兩個(gè)極點(diǎn)。此外，還必須對(duì)反饋組件值進(jìn)行調(diào)節(jié)，因?yàn)椴煌妮斎腚妷簳?huì)影響總體環(huán)路增益。

CMC通過將電感器電流波形用于控制來解決 VMC 的不足。該信號(hào)作為第二個(gè)快速響應(yīng)控制環(huán)路包含在輸出電壓反饋環(huán)路中。額外增加的反饋環(huán)路很有可能會(huì)增加電路/反饋的復(fù)雜性，因此，作為設(shè)計(jì)要求的一部分，您需要評(píng)估其優(yōu)點(diǎn)。

通過將電感器電流用作反饋控制的一部分：

? 與僅將輸出電壓用于反饋控制相比，附加的電流 反饋環(huán)路響應(yīng)更快。此外，利用電感器電流信息，您可以將電路設(shè)計(jì)為提供逐脈沖限流功能， 以允許針對(duì)限流需求進(jìn)行快速檢測(cè)和控制。

? 電源看起來類似于電壓控制型電流源。這允許進(jìn)行模塊化電源設(shè)計(jì)，以支持在并行配置中的多個(gè)電源之間進(jìn)行負(fù)載共享。

? 可以將控制環(huán)路中的電感器影響降至最低，因?yàn)殡娏鞣答伃h(huán)路能夠有效地降低對(duì)單極補(bǔ)償?shù)囊蟆?/p>

盡管CMC可解決VMC的某些缺點(diǎn)，但它也會(huì)帶來可能影響電路性能的挑戰(zhàn)。增加電流反饋環(huán)路會(huì)增加控制/反饋電路和電路分析的復(fù)雜性。選擇 CMC 時(shí)， 您需要考慮的其他因素包括整個(gè)占空比范圍內(nèi)的穩(wěn)定 性和對(duì)噪聲信號(hào)的敏感性。CMC可以分為多種不同類 型的控制方案：峰值、谷值、仿真、遲滯和平均CMC。讓我們來討論電路設(shè)計(jì)中兩種最常用的方法：峰值和平均 CMC。

峰值 CMC

峰值 CMC 直接將電流波形用作脈寬調(diào)制 （PWM） 生成比較器中的斜坡波形，而不是像 VMC 那樣使用外部生成的鋸齒或 三角信號(hào)。電感器電流或高側(cè)晶體管電流波形的上升斜坡部分可在現(xiàn)有電壓控制環(huán)路之外提供快速響應(yīng)控 制環(huán)路。如圖 1 所示，將電流信號(hào)與電壓誤差放大器 的輸出進(jìn)行比較可以為電源生成 PWM 控制信號(hào)。

開關(guān)電源可在輸入和輸出電源軌之間提供高級(jí)別的效率。為了保持高轉(zhuǎn)換器效率，用于測(cè)量電感器電流的檢測(cè)電阻器應(yīng)盡可能小，以降低測(cè)量導(dǎo)致的功率損耗。該小值電阻器可導(dǎo)致小振幅反饋信號(hào)。 由于電感器電流波形直接用作比較器輸入信號(hào)，因此峰值 CMC 容易受噪聲和電 壓瞬態(tài)的影響，這是眾所周知的。在使用 INA240 等具有高共模抑制比 （CMRR） 的電流檢測(cè)放大 器可抑制與 PWM 信號(hào)和系統(tǒng)相關(guān)聯(lián)的瞬態(tài)。 憑借 IN A240 的增益靈活性，可以對(duì)電感器電流波形進(jìn)行放大，以便為比較提供更大的信號(hào)，而無需額外的增益或犧牲性能。此外，低偏移和低增益誤差可減少設(shè)計(jì)變化和溫度變化。

為了使用峰值 CMC，電感器電流需要高共模電壓測(cè)量。全新共模范圍允許寬電源輸入和輸出電壓范圍。峰值 PCMC 通常會(huì)添加斜坡補(bǔ)償以解決占空比大于 50% 時(shí)的穩(wěn)定 性問題。系統(tǒng)會(huì)首先為電感器電流添加斜坡補(bǔ)償，然 后才能將其用作比較器輸入信號(hào)。

平均 CMC

平均CMC 會(huì)首先使用電感器電流波形和附加的增益和集成級(jí)，然后再將信號(hào)與外部提供的斜坡波形進(jìn)行比較（與 VMC 類似）。這可以提高防噪性能并且無需斜坡補(bǔ)償。圖 2 顯示了降壓轉(zhuǎn)換器的平均CMC運(yùn)行方框圖。

使用平均CMC可以通過INA240的高CMRR將峰值CMC的噪聲敏感性提高到可接受的性能水平，從而有助于進(jìn)一步降低瞬態(tài)。需要利用 INA240 的高共模范圍來進(jìn)行 電感器電流測(cè)量，并允許在寬輸出電壓范圍中使用電流放大器。INA240 的高精度和低漂移規(guī)格可在不同 的溫度和組件上提供一致的測(cè)量。

INA240 為測(cè)量精度提供必要的性能和功能，以保持良好的信號(hào)完整性控制。INA240 在室溫下具有 25μV的最大輸入失調(diào)電壓和 0.20% 的最大增益誤差規(guī)格。溫度穩(wěn)定性對(duì)維持系統(tǒng)性能而言非常重要，I NA240 可提供 250nV/°C 的輸入失調(diào)電壓漂移和 2.5pp m/°C 的放大器增益漂移。INA240 具有增強(qiáng)型PWM抑制功能，以提高大共模瞬態(tài)和寬共模輸入范圍條件下的 性能，從而適應(yīng)最大的電源輸出電壓變化。

備選器件建議

INA282 允許針對(duì)高共模電壓進(jìn)行電流測(cè)量，這使其成 為不具有 PWM 信號(hào)的高電壓直流應(yīng)用的理想之選。 LMP8481 是一款雙向電流檢測(cè)放大器，適用于不要求放大器的輸入電壓范圍包括接地的高共模電壓應(yīng)用。

開關(guān)電源電流測(cè)量有多種不同的可以滿足系統(tǒng)電源要求的開關(guān)電源拓?fù)洹Ｖ绷?直流開關(guān)轉(zhuǎn)換器可以將較高電壓 直流軌降低為較低電壓直流軌。這些轉(zhuǎn)換器架構(gòu)包括降壓、升壓、降壓/升壓和反激式拓?fù)?。直?交流開關(guān)轉(zhuǎn)換器可以將直流輸入電 壓轉(zhuǎn)換為交流輸出電壓。

顧名思義，開關(guān)轉(zhuǎn)換器采用各種開關(guān)、晶體管/場效應(yīng)管 （FET） 和/或二極管，以高系統(tǒng)效率水平將輸入電壓轉(zhuǎn)換為所需的輸出電平。在嘗試精確測(cè)量電流波形時(shí)，這些轉(zhuǎn)換器的開關(guān) 性質(zhì)帶來了挑戰(zhàn)。在選擇電流檢測(cè)放大器時(shí)，需要考慮 電壓節(jié)點(diǎn)要求、系統(tǒng)控制要求和測(cè)量漂移等因素。

電壓節(jié)點(diǎn)要求

電路架構(gòu)中的每個(gè)節(jié)點(diǎn)具有不同的共模電壓和行為。 在其中的每個(gè)位置測(cè)量電流時(shí)，需要在測(cè)量電路中考 慮的特性各不相同。 圖 1 說明了降壓 降壓轉(zhuǎn)換器。該電路顯示了一個(gè)包含半 H 橋輸出級(jí)以及由電感器和電容器構(gòu)成的低通濾波器的基本電路。 未顯示控制電路、輸出級(jí)驅(qū)動(dòng)器和負(fù)載。

節(jié)點(diǎn) 1 的電壓取決于轉(zhuǎn)換器的輸入電源。這是轉(zhuǎn)換器將 “降壓”到較低輸出電壓的高電壓。在該節(jié)點(diǎn)上進(jìn)行的電流測(cè)量將測(cè)量流經(jīng)半 H 橋的高側(cè)器件的電流，主要用于使用比較器進(jìn)行過流/短路檢測(cè)。在該節(jié)點(diǎn)上進(jìn)行任何測(cè)量時(shí)，需要具有高共模電路且該電路的性能要能滿足測(cè)量小差分電壓的要求。

節(jié)點(diǎn)2是半H橋的中點(diǎn)，它顯示了開關(guān)電源所基于的脈寬調(diào)制 （PWM） 信號(hào)。在該位置進(jìn)行的電流 測(cè)量可以提供電感器電流，以用于系統(tǒng)控制和過流/短路檢測(cè)。會(huì)對(duì)以 PWM 比率在高電壓和接地（或負(fù)電 源）之間進(jìn)行的轉(zhuǎn)換求平均值，以生成正確的輸出電壓。

節(jié)點(diǎn)2的電壓將具有急劇的共模轉(zhuǎn)換，因此在此處進(jìn)行的測(cè)量需要能夠在幅度上處理轉(zhuǎn)換電壓，并且能夠抑制輸出波形中的瞬態(tài)。節(jié)點(diǎn) 3 的電壓是轉(zhuǎn)換器輸出電壓， 在示波器上觀察時(shí)，它是具有小電壓紋波的直流電壓電平。在該位置進(jìn)行的測(cè)量 將具有與節(jié)點(diǎn) 1 類似的要求，可提供電感器電流以 用于系統(tǒng)控制和過流/短路檢測(cè)。

雖然節(jié)點(diǎn) 3 的電壓低于節(jié)點(diǎn) 1 的電壓，但所需的輸出電壓電平可能仍需要測(cè)量電路來處理高模電壓。節(jié)點(diǎn) 4 的電壓依賴于電路的接地端。該節(jié)點(diǎn)將看到較低的、接近于接地的共模電平，因此，與前面提到的位置相比，在該位置進(jìn)行的測(cè)量具有一系列更低的要求。其他直流/直流開關(guān)架構(gòu)具有與上述節(jié)點(diǎn)類似的行為，不過它們可能處于轉(zhuǎn)換器電路中的不同位置。

測(cè)量漂移要求

開關(guān)電源是用于實(shí)現(xiàn)電壓電平轉(zhuǎn)換的高效電路，但轉(zhuǎn)換中仍存在功率損耗。這些功率損耗是表現(xiàn)為發(fā)熱的系統(tǒng) 效率損失。根據(jù)轉(zhuǎn)換器的功率級(jí)別，這可能會(huì)成為相當(dāng) 大的熱源。INA240 具有低熱漂移規(guī)格，這意味著電流 測(cè)量不會(huì)由于發(fā)熱而顯著變化。為了進(jìn)一步降低發(fā)熱， INA240 提供了不同的增益版本，從而減小電流檢測(cè)電 阻器的值。

傳統(tǒng)放大器的性能可能會(huì)隨著放大器增益的增大而顯著下降。通過之下，INA240 的所有增益版本均具有出色的電氣規(guī)格， 可以在不同的增益型號(hào)上實(shí)現(xiàn)高性能水平。 表 1 比較了不同增益之間的功率耗散。

系統(tǒng)控制和監(jiān)測(cè)要求

大多數(shù)開關(guān)電源采用閉環(huán)反饋系統(tǒng)來提供穩(wěn)定、經(jīng)過良 好調(diào)節(jié)的電源。為了提供優(yōu)化的反饋控制，需要進(jìn)行精密測(cè)量。放大器規(guī)格（如偏移和增益誤差等）可以顯著 影響 控制系統(tǒng)的調(diào)節(jié)功能。根據(jù)系統(tǒng)要求和預(yù)期的電路復(fù)雜性，可以使用不同的反饋方法。

此外，系統(tǒng)電源監(jiān)控是一項(xiàng)不斷增長的需求，因?yàn)樵O(shè)計(jì)會(huì)優(yōu)化并報(bào)告終端設(shè)備不同工作模式期間的功耗。 電壓模式反饋將調(diào)節(jié)版本的輸出電壓與基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，以獲取誤差電壓。該反饋方法相對(duì)簡單， 但提供的反饋較慢，因?yàn)橄到y(tǒng)必須允許輸出電壓變化才能進(jìn)行調(diào)節(jié)。針對(duì)電壓模式反饋的電流測(cè)量通常監(jiān)測(cè)負(fù)載電流，并且確定是否存在任何短路。電壓模式反饋轉(zhuǎn)換器的最重要的電流放大器標(biāo)準(zhǔn)是轉(zhuǎn)換器的共模輸出電壓。這些 轉(zhuǎn)換器上的輸出電壓范圍廣泛，涵蓋用于微處理器和低 電壓數(shù)字電路的低電壓（1.8V 至 5V）到用于 48V 或 更高電壓系統(tǒng)的高電壓。經(jīng)過濾波器之后的輸出波形可 能仍包含可能會(huì)干擾測(cè)量或?qū)е聹y(cè)量出現(xiàn)誤差的噪聲/ 瞬態(tài)。

電流模式反饋向使用系統(tǒng)電流的控制系統(tǒng)添加了反饋環(huán)路。通常使用的電流是轉(zhuǎn)換器中的電感器電流（請(qǐng)參閱 圖 2）。這可以提供與電壓反饋環(huán)路并行運(yùn)行且快得多的內(nèi)部環(huán)路。一般而言，電流模式反饋的一個(gè)缺點(diǎn)是容 易受信號(hào)上噪聲/瞬態(tài)的影響。

電流模式反饋通常分為峰值電流模式控制和平均電流模式控制。峰值電流模式控制直接使用電感器 電流，因此信號(hào)上的任何噪聲或瞬態(tài)都會(huì)在反饋環(huán)路中產(chǎn) 生干擾。INA240 具有高共模抑制比 （CMRR），這有助于減 弱輸入信號(hào)導(dǎo)致的任何潛在干擾或噪聲。

備選器件建議

對(duì)于所需的性能水平低于INA240的應(yīng)用，請(qǐng)使用INA193系列。

LMP8481是一款雙向電流檢測(cè)放大器，適用于不要求放大器的輸入電壓范圍中包含接地的高共模電壓。

使用高速放大器監(jiān)測(cè)低側(cè)分流電流，以增加測(cè)量帶寬

通過低側(cè)分流電阻器準(zhǔn)確快速地檢測(cè)負(fù)載電流的需求是過流保護(hù)、更快的反饋控制環(huán)路、精確的電池和電源監(jiān)測(cè)所需的一項(xiàng)關(guān)鍵應(yīng)用。通常使用低側(cè)電流檢測(cè)來測(cè)量負(fù)載電流，此時(shí)測(cè)量 在負(fù)載和地之間放置的檢測(cè)電阻器上的電壓。以分立 方式實(shí)現(xiàn)低側(cè)電流監(jiān)測(cè)的一種常見方法是在差分配置 中使用電流檢測(cè)放大器，如圖1所示。

傳統(tǒng)上，低側(cè)電流測(cè)量應(yīng)用使用專用電流檢測(cè)放大器、 精密放大器或通用放大器（連接到外部檢測(cè)電阻器）。 不過，在需要檢測(cè)小型高速瞬態(tài)脈沖的應(yīng)用中，這些器 件往往缺乏在單個(gè)增益級(jí)中準(zhǔn)確復(fù)制脈沖所需的足夠帶寬。

一種可能的解決方案是使用多個(gè)具有較低帶寬器件的增益級(jí)，從而增加組件的數(shù)量并且可能增大檢測(cè)電阻以便 使用較小的增益。使用大型檢測(cè)電阻器會(huì)向信號(hào)中引入 噪聲，增加功率耗散并導(dǎo)致接地干擾。

相反，另一種解決方案是使用單個(gè)高速放大器。通過使用高速放大器，您可以獲得更高 的增益帶寬，從而可以使用單個(gè)具有小型檢測(cè)電阻器的高增益級(jí)。

對(duì)于電流檢測(cè)應(yīng)用，您需要選擇具有低偏移和噪聲的放大器，以免降低低電壓測(cè)量的精度。 考慮廣泛使用的運(yùn)算放大器，例如 OPA365。該器件的最大輸入失調(diào)電壓為 200μV，輸入電壓噪聲在 100kHz 時(shí) 為 4.5nV/√Hz。OPA365 等放大器 可以在單個(gè)高增益級(jí)中實(shí)現(xiàn)該電路，節(jié)省布板空間，保持較低的檢測(cè)電阻器值，并通過單個(gè)器件驅(qū)動(dòng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器 （ADC）。

選擇正確的放大器可簡化可能導(dǎo)致系統(tǒng)損壞或降低電機(jī)和伺服效率的高電流尖峰檢測(cè)，同時(shí)最大限度地提高系統(tǒng)效率。與傳統(tǒng)方法相比，使用高速放大器 解決方案有多項(xiàng)優(yōu)勢(shì)。例如，在電源監(jiān)控等應(yīng)用中，脈沖持續(xù)時(shí)間可能低至 1μs。如果不能檢測(cè)到這些瞬態(tài)， 短暫的脈沖可能會(huì)被忽視，從而導(dǎo)致干擾或系統(tǒng)的其余 部分受到潛在損壞。

圖2顯示，對(duì)于增益為50的1μs 短暫脈沖輸入，OPA354 能夠達(dá)到 3V 的輸出并且能夠以比 400kHz 儀表放大器或 20MHz 帶寬運(yùn)算放大器高得多的相似度復(fù)制 原始輸入信號(hào)。通過查看圖 3 可知，以增益 50 引入 100nA 的輸入脈沖，OPA354 的輸出響應(yīng)具有比 INA 和 低帶寬器件的輸出響應(yīng)高得多的相似度。

在另一個(gè)示例中，您可以采用一個(gè)三相逆變器檢測(cè)電阻器來檢測(cè)較大的負(fù)相電壓。這些脈寬調(diào)制 （PWM） 占 空比往往非常?。捍蠹s為 2μs。電流檢測(cè)放大器必須 能夠在此時(shí)間范圍內(nèi)穩(wěn)定至 《1%，并且在許多情況下 將驅(qū)動(dòng) ADC 以實(shí)現(xiàn)最高的系統(tǒng)性能。在三相逆變器等 應(yīng)用中，您需要在最大的輸出 相對(duì)時(shí)間變化率下保持低失真。一般而言，高速放大器可提供高于 25V/μs 的壓擺率和小于 0.5μs 的快速建 立時(shí)間，因此，當(dāng)輸入階躍變化導(dǎo)致很高的輸出電壓變化率（表現(xiàn)為短電流脈沖的形式）時(shí)，這些放大器是理想之選。

鑒于高壓擺率、更大的帶寬和快速穩(wěn)定，高速放大器有 助于將檢測(cè)時(shí)間縮短至幾微秒。通過將高速放大器用于 電機(jī)控制應(yīng)用，您可以進(jìn)行快速精確的電流測(cè)量，以實(shí)現(xiàn)最佳的動(dòng)態(tài)電機(jī)控制、最小的扭矩波動(dòng)和最小的可聽 噪聲。

傳統(tǒng)上，當(dāng)使用運(yùn)算放大器測(cè)量來自分流電阻器的小差分電壓信號(hào)時(shí)，您需要確保運(yùn)算放大器具有足夠的帶寬， 以便進(jìn)行精確的測(cè)量， 而不會(huì)給信號(hào)帶來誤差，從而實(shí)現(xiàn)最高的罪魁禍?zhǔn)字?。測(cè)量短暫的脈沖可能是一項(xiàng)挑戰(zhàn)，但 通過使用高速放大器，您可以獲得高壓擺率和足夠的帶寬來跟蹤輸入信號(hào)。

備選器件建議

對(duì)于需要具有與 OPA365 相似性能但具有更高帶寬和壓擺 率的應(yīng)用，OPA836 系列可提供 560V/μs 的壓擺率以及 120MHz 的增益帶寬積。 對(duì)于需要 OPA365 性能但電源范圍更高的應(yīng)用，LMH661x 系列可提供最高 12.8V 的電源。有關(guān)更多備選器件。

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