基于SMIC0.18umCOMS工藝，設(shè)計(jì)一種寬頻低功耗低相位噪聲的CMOS壓控振蕩器，電路采用差分LC振蕩器，同時(shí)采用積累型MOS可變電容、緩沖電路及經(jīng)改良的開關(guān)電容陣列，以降低功耗和相位噪聲，由仿真結(jié)果可知，電路頻率調(diào)諧范圍為2.5G～3.1G，頻偏為1MHz時(shí)相位噪聲分布在-118dBc/Hz～-122dBc/Hz，工作電流小于10mA，滿足設(shè)計(jì)要求，可應(yīng)用于DRM/DAB接收機(jī)。

DRM：全球數(shù)字廣播系統(tǒng)（Digital Radio Mondiale）

DAB：數(shù)字聲音廣播（Digital Audio Broadcasting），即歐洲Eureka-147系統(tǒng)，是有些國家使用于電臺廣播的一項(xiàng)數(shù)字技術(shù)。

1.VCO在接收中的應(yīng)用

VCO在系統(tǒng)中的位置如圖1所示，它屬于環(huán)路部分，前級為環(huán)路濾波器，后級為多模分頻器和可編程分頻器。

圖1 VCO在DRM/DAB接收機(jī)中的位置

環(huán)路濾波器將PFD（鑒相鑒頻器）和CP（電荷泵）產(chǎn)生的控制電壓經(jīng)過濾波之后提供給VCO。VCO根據(jù)控制電壓（Vcon）和控制字（由I2C控制）產(chǎn)生相應(yīng)頻率的振蕩信號，此振蕩信號通過多模分頻器器之后作為頻率源提供給本地振蕩器（LO），同時(shí)也通過可編程分頻器反饋給PFD和CP。VCO輸出的振蕩信號的頻率為PLL輸入信號（PFD/CP的輸入）頻率的N倍（N為可編程分頻器的分頻比），即fout=Nfin。

2.電路設(shè)計(jì)

2.1 VCO電路圖

圖2所示為VCO的總電路圖，采用經(jīng)典的互補(bǔ)型差分耦合壓控振蕩器結(jié)構(gòu)，并將尾電流去掉，使相位噪聲性能得到明顯提高。M1和M2為NMOS差分耦合對，M3和M4為PMOS差分耦合對，采用互補(bǔ)型的差分耦合對更容易起振，具有功耗和振幅的優(yōu)勢，相位噪聲也較??；開關(guān)電容陣列（SCA）用來拓寬頻率調(diào)諧范圍而又不使壓控增益過大；SCA由控制字來控制，對諧振腔中的電容進(jìn)行粗調(diào)?？勺冸娙萦脕碓诿恳粋€(gè)控制字下對諧振腔中的電容進(jìn)行細(xì)調(diào)。L即為諧振腔中的電感。緩沖電路用來將VCO的輸出信號進(jìn)行進(jìn)一步放大，以提高其驅(qū)動后級的能力，同時(shí)也將VCO和它的后級電路隔離開來，避免VCO的振蕩頻率和相位噪聲性能受后級電路的影響。

圖2 VCO總電路圖

圖2是互補(bǔ)型LC交叉耦合振蕩器，該結(jié)構(gòu)同時(shí)采用NMOS和PMOS兩對差分耦合放大器提供負(fù)阻補(bǔ)償諧振電路損耗的能量。對于相同的偏置電流和MOS管尺寸，互補(bǔ)型結(jié)構(gòu)提供的負(fù)阻是單對MOS管結(jié)構(gòu)的兩倍，電路起振更容易。由于NMOS對管和PMOS對管分別給對方提供電流，電流可以復(fù)用，增大振蕩器輸出信號擺幅，并且通過優(yōu)化器件參數(shù)使兩輸出端與中間電路節(jié)點(diǎn)上的輸出電壓波形對稱，從而盡可能地減小振蕩器的相位噪聲。

互補(bǔ)型LC交叉耦合振蕩器在輸出信號幅度、功耗以及相位噪聲等方面具有明顯的優(yōu)勢。

2.2 可變電容

本電路采用的是積累型MOS可變電容，屬于有源器件，使用時(shí)需加偏置電路。圖3所示為可變電容的電路圖，R1、R2、R3和R4為可變電容的管子提供偏置。C1和C2為隔直電容，使可變電容的偏置電路獨(dú)立于其它電路，互不影響。Vcon為控制電壓，是環(huán)路濾波器的輸出，用來控制可變電容的電容值。

圖3 可變電容的電路圖

2.3 開關(guān)電容陣列（SCA）

圖4所示為開關(guān)電容陣列的電路，有四個(gè)控制字D0、D1、D2和D3，可以有16種組合。CF為濾波電容。圖5所示為開關(guān)電容陣列中所使用的MOS開關(guān)管，在控制字端和源（漏）端之間加入反相器，數(shù)?；旌?，使MOS開關(guān)管的源（漏）極的電壓有確定值（低或高）且始終大于等于0，使得開關(guān)管電路對噪聲不敏感。

圖4 開關(guān)電容陣列

圖5 MOS開關(guān)管

2.4 緩沖電路

圖6所示為緩沖電路，由一個(gè)反相器和一個(gè)推挽放大器組成，采用兩級電路之后具有高隔離度。其中Rb1和Rb2是偏置電阻；Rf是反饋電阻，可使電路更穩(wěn)定；Cd0、Cd1和Cd2是隔直電阻，使各電路的偏置相互獨(dú)立，互不影響。

圖6 緩沖電路

3.仿真結(jié)果

3.1 工作電流

圖7所示為仿真得到的工作電流，平均值為4.75mA，如果除去起振時(shí)候的過沖電流的話，基本上可以達(dá)到4mA。表2對各個(gè)工藝角下的工作電流做了對比，可以看出工作電流最壞情況下為5mA左右，功耗符合設(shè)計(jì)要求。

表1 控制字0111下的工作電流

圖7 工作電流（0111 TT）

3.2 瞬態(tài)特性

圖8所示為瞬態(tài)仿真的結(jié)果。在起始條件中設(shè)置一個(gè)500mV的電壓之后，VCO能夠快速起振，振蕩曲線和振蕩頻率正常，實(shí)現(xiàn)VCO的基本功能。其它工藝角下結(jié)果類似。

圖8 瞬態(tài)仿真結(jié)果（控制字為0111 vcon=0.9V，TT）

圖9 壓控特性曲線（TT）

圖10 相位噪聲曲線（控制字0000，vcon=0.9，TT）

3.3 壓控特性曲線

圖9所示為TT工藝角下的壓控特性曲圍為2.5G～3.1G，在實(shí)現(xiàn)寬調(diào)諧范圍的同時(shí)又保持了較低的壓控增益?？刂谱譃?110時(shí)壓控增益較低，平均值為60MHz/V左右。其它工藝角下結(jié)果類似。

3.4 相位噪聲

圖10為在0000控制字下仿真得到的相位噪聲曲線，對不同工藝腳分析相位噪聲，可看出相位噪聲隨著控制字的增加而減小，因此在對TT工藝角的所有控制字進(jìn)行相位噪聲仿真之后，只需對FF和SS工藝角的第一個(gè)控制字和最后一個(gè)控制字以及中間的一部分控制字的相位噪聲進(jìn)行仿真，便可知所有控制字下的相位噪聲性能。在頻偏為1MHz時(shí)相位噪聲基本分布在-118dBc/Hz～-122dBc/Hz，基本滿足低相位噪聲的要求。

4.結(jié)語

本文設(shè)計(jì)了可應(yīng)用于DRM/DAB接收機(jī)的壓控振蕩器，并對普通的電路結(jié)構(gòu)進(jìn)行改進(jìn)，以降低功耗和相位噪聲，經(jīng)仿真分析，性能滿足設(shè)計(jì)要求，但仍有些需要改進(jìn)的地方，在后續(xù)設(shè)計(jì)中應(yīng)通過進(jìn)一步優(yōu)化可變電容的偏置電壓及改進(jìn)算法，提高壓控增益曲線的線性度及相位噪聲曲線的平滑性。

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