1引言

隨著電子技術(shù)的迅速發(fā)展，以及各種微處理器、IC芯片和數(shù)字信號處理器的普及應(yīng)用，使低電壓大電流輸出變換器的研究成為十分重要的課題之一。在低電壓大電流輸出的情況下，使用一般的二極管整流，整流損耗占了變換器總損耗的一半以上，很難達(dá)到高效率。使用同步整流技術(shù)則可以較大地減少整流損耗，從而提高變換器的效率。

同步整流技術(shù)按其驅(qū)動信號類型可分為電壓驅(qū)動和電流驅(qū)動。而電壓驅(qū)動的同步整流器按驅(qū)動方式又可分為自驅(qū)動和外驅(qū)動兩種。下面將分別對以上不同的同步整流技術(shù)進(jìn)行分析比較。

2MOSFET模型及損耗分析

使用同步整流技術(shù)是為了減少整流損耗，提高效率。不管采用那種同步整流技術(shù)，都是通過使用低通態(tài)電阻的MOSFET替代輸出側(cè)的整流二極管，以最大限度地降低整流損耗。因此必須先討論MOSFET的模型和損耗。MOSFET的模型[1]如圖1所示。

MOSFET的主要損耗為

1）寄生電容充放電所造成的損耗Pc

Pc=2f∫C(v)vdv（1）

式中：f為開關(guān)頻率；

C(v)為寄生電容值；

v為加在電容兩端的電壓。

2）MOSFET的導(dǎo)通損耗PRds

PRds=Io2Rds（2）

式中：Io為輸出負(fù)載電流；

Rds為通態(tài)電阻，Rds=Rcha＋Rd，其中Rcha為MOSFET的導(dǎo)通溝道和表面電荷積累層形成的電阻，Rd是由MOSFET的JFET區(qū)和高阻外延層形成的電阻[1]。

由式（1）、式（2）可見，寄生電容造成的損耗與頻率相關(guān)，在低頻率時較小，整流損耗主要由導(dǎo)通損耗決定。因此可利用MOSFET的自動均流性將多個

圖1MOSFET模型

（a）自驅(qū)動同步整流電路原理圖

（b）變壓器副邊電壓波形

圖2自驅(qū)動同步整流技術(shù)

（a）電路原理圖

（b）工作波形圖

圖3使用了Active?clamp的自驅(qū)動同步整流技術(shù)

MOSFET并聯(lián)使用，以減少通態(tài)電阻，從而減少導(dǎo)通損耗；但在高頻率時，并聯(lián)使用MOSFET雖然可以減少導(dǎo)通損耗，但是在通態(tài)電阻成倍減少的同時，寄生電容卻成倍地增加，所造成的損耗可能會遠(yuǎn)大于減少的導(dǎo)通損耗。因此在使用同步整流技術(shù)時，應(yīng)協(xié)調(diào)處理這兩種損耗。

3）MOSFET器件存在著寄生二極管，此二極管造成的通態(tài)損耗Pd

Pd=IoVd（3）

式中：Vd為寄生二極管導(dǎo)通壓降。

由于寄生二極管的導(dǎo)通壓降Vd一般在1V以上，遠(yuǎn)大于MOSFET的導(dǎo)通壓降。因此應(yīng)盡量避免負(fù)載電流流過寄生二極管或盡量縮短流過寄生二極管的時間，以減少不必要的損耗。

3自驅(qū)動電壓型同步整流技術(shù)

3?1傳統(tǒng)的自驅(qū)動同步整流技術(shù)

自驅(qū)動電壓型同步整流技術(shù)是由變換器中的變壓器次級電壓直接驅(qū)動相應(yīng)的MOSFET，如圖2（a）所示。這是一種傳統(tǒng)的同步整流技術(shù)，其優(yōu)點(diǎn)是不需要附加的驅(qū)動電路，結(jié)構(gòu)簡單。缺點(diǎn)是兩個MOSFET的驅(qū)動電壓時序不夠精確，MOSFET不能在整個周期內(nèi)代替二極管整流，使得負(fù)載電流流經(jīng)寄生二極管的時間[如圖2（b）中的toff所示]較長，造成了較大的損耗，限制了效率的提高[4]。

3.2應(yīng)用有源嵌位技術(shù)的自驅(qū)動同步整流技術(shù)

針對自驅(qū)動電壓型同步整流器的不足，提出了有源嵌位（Active?clamp）技術(shù)[2]，如圖3(a)所示。電容Ca以及控制開關(guān)S2的引入，使得兩個MOSFET輪流導(dǎo)通，避免了負(fù)載電流流過寄生二極管，從而減少了損耗。在t1至t2時，開關(guān)S1導(dǎo)通，由電源向變壓器供電；在t2時刻，S1關(guān)斷，變壓器原邊自感電勢反向，并通過S2的寄生二極管向電容Ca充電；到t3時刻，S2導(dǎo)通，變壓器原邊通過S2向Ca繼續(xù)充電直到原邊電流為零，然后電容開始向變壓器原邊放電，產(chǎn)生反向電流；在t4時刻，S2關(guān)斷，變壓器原邊產(chǎn)生正向電壓以維持電流；到t5時刻，開始下一周期。由圖3（b）可見，變壓器原邊電壓波形中沒有出現(xiàn)如圖2（b）中的toff，從而避免兩MOSFET寄生二極管的導(dǎo)通，減少了整流損耗，較大地提高了效率。

3.3應(yīng)用諧振技術(shù)的同步整流技術(shù)

使用方波電壓驅(qū)動MOSFET時，由式（1）知MOSFET的寄生電容充放電造成的損耗與fCv2成正比。因此在高頻情況下，如f>1MHz，這一損耗將成為主要的損耗。使用傳統(tǒng)的自驅(qū)動同步整流技術(shù)[4]，寄生電容引起的損耗將會很大，而使用諧振技術(shù)，用正弦波來驅(qū)動MOSFET，則可以大大減少整流損耗。使用了諧振技術(shù)的一種同步整流電路[1]如圖4所示。由于諧振電容Cs的加入，使得Q1的寄生電容Cgd在整個周期內(nèi)與Cs并聯(lián)：在Q1導(dǎo)通時Cgs與Cs并聯(lián)，在Q1關(guān)斷時Cds與Cs并聯(lián)[1]，Q2也是如此。于是，Q1、Q2所有寄生電容均在一周期內(nèi)與Cs并聯(lián)，即寄生電容被諧振電容Cs“吸

圖6電流驅(qū)動同步整流技術(shù)

圖7能量恢復(fù)電流驅(qū)動同步整流技術(shù)

低電壓大電流同步整流技術(shù)的現(xiàn)狀及發(fā)展

圖4諧振同步整流技術(shù)

收”了，變壓器次級產(chǎn)生的正弦波能通過Cs和MOSFET（Q1、Q2）的寄生電容，從而減少了同步整流器的損耗。（其中Cgd、Cgs、Cds分別是MOSFET管的門?漏、門?源以及漏?源極之間的寄生電容）。

4外驅(qū)動（電壓驅(qū)動型）同步整流技術(shù)[1]

外驅(qū)動同步整流技術(shù)中MOSFET的驅(qū)動信號需從附加的外驅(qū)動電路獲得。為了實(shí)現(xiàn)驅(qū)動同步，附加驅(qū)動電路須由變換器主開關(guān)管的驅(qū)動信號控制。如圖5所示。為了盡量減少負(fù)載電流流過寄生二極管的時間，須使次級中的兩MOSFET能在一周期內(nèi)均衡地輪流導(dǎo)通，即兩個MOSFET的驅(qū)動信號的占空比為50％的互補(bǔ)驅(qū)動波形。外驅(qū)動電路可以提供精確的時序，以達(dá)到上述要求。但為了避免兩MOSFET同時導(dǎo)通而引起的次級短路現(xiàn)象，應(yīng)留有一定的死區(qū)時間。雖然外驅(qū)動同步整流比起傳統(tǒng)的自驅(qū)動同步整流具有較高的效率，但它卻要求附加復(fù)雜的驅(qū)動電路，而且會帶來驅(qū)動損耗。特別在開關(guān)頻率較高時，驅(qū)動電路的復(fù)雜程度和成本都較高，因此外驅(qū)動同步整流技術(shù)并不適用于開關(guān)頻率很高的變換器。

5電流驅(qū)動同步整流技術(shù)

電流驅(qū)動同步整流是通過檢測流過自身的電流來獲得MOSFET驅(qū)動信號[3]，如圖6所示。MOSFET在流過正向電流時導(dǎo)通，在電流為零時關(guān)斷，使反向電流不能流過MOSFET[7]。整流器就和二極管一樣只能單向?qū)?，于是它的使用就像二極管整流器一樣，可應(yīng)用在各類變換器拓?fù)潆娐分?，而不像電壓?qū)動型同步整流技術(shù)，對不同的變換器拓?fù)湫枰煌尿?qū)動電路或結(jié)構(gòu)。因此電流驅(qū)動同步整流器是十分有發(fā)展前景的。但是，電流驅(qū)動同步整流技術(shù)中由檢測電流而造成的功率損耗很大，影響了它的應(yīng)用。

為了解決檢測電流所引起的高損耗問題，提出了如圖7所示電路[7]。該電路將電流檢測的損耗部分能量送到輸出端，使得電流檢測損耗的能量得到一定的減少，從而較大地提高了效率[7]，為電流驅(qū)動同步整流技術(shù)得到廣泛的應(yīng)用奠定了基礎(chǔ)。

6使用同步整流技術(shù)的一些問題

同步整流技術(shù)的基礎(chǔ)是應(yīng)用MOSFET替代二極管整流器，但MOSFET如用為開關(guān)時具有雙向?qū)ǖ奶匦訹5]。這一特性使得含有同步整流技術(shù)的變換器的使用產(chǎn)生了下述問題。

1）具有同步整流技術(shù)的變換器的并聯(lián)運(yùn)行問題

同步整流技術(shù)一般應(yīng)用在低電壓大電流（一般要達(dá)到幾十安培甚至上百安培）情況下，因而往往將多個具有同步整流技術(shù)的變換器并聯(lián)使用。但具有同步整流技術(shù)的變換器在并聯(lián)使用時遇到了如下問題。

——反向電流問題

當(dāng)并聯(lián)的兩個變換器的輸出電壓不同，且差值達(dá)到一定值時，輸出電壓低的變換器的輸出電流將反向，輸出電壓較高的變換器就需要既提供負(fù)載電流又為輸出電壓低的變換器供電，從而加大了輸出電壓高的變換器的負(fù)荷[5]，結(jié)果便沒有達(dá)到并聯(lián)變換器增大負(fù)載電流的目的。

圖5外驅(qū)動同步整流技術(shù)

圖8輸出電壓低的變換器等效電路圖

——自振蕩問題

當(dāng)并聯(lián)的變換器輸出電壓不同，且相差很大時，電壓小的變換器的PWM信號的占空比被電壓反饋控制器置零,電壓大的變換器相當(dāng)于一個DC電源向電壓小的變換器供電，此時電壓小的變換器等效電路如圖8所示。圖中虛線框內(nèi)部分與一個交叉耦合振蕩器結(jié)構(gòu)相當(dāng)，于是在這個變換器中發(fā)生自振蕩現(xiàn)象[5][6]。這樣的自振蕩會在MOSFET中產(chǎn)生電壓應(yīng)力，使MOSFET性能降低，并且會給其它與其并聯(lián)的變換器輸出帶來諧波干擾[5]。

2）輕載問題

在輕載條件下，使用傳統(tǒng)的二極管整流器的變換器會進(jìn)入電流不連續(xù)工作模式（DCM），但對于使用了同步整流技術(shù)的變換器，由于MOSFET的雙向?qū)ㄐ?，使得?fù)載電流繼續(xù)反向流過輸出電感，并形成環(huán)路電流，造成了多余的損耗，限制了變換器在輕載條件下實(shí)現(xiàn)高效率。

上述問題都是對應(yīng)用電壓驅(qū)動同步整流技術(shù)的變換器而言的，因而應(yīng)用了電壓驅(qū)動同步整流技術(shù)的變換器在并聯(lián)使用時較復(fù)雜，需要使用各種較復(fù)雜的附加電路來控制，以避免MOSFET反向?qū)ǎ⒁鎸p載時的低效率問題。具有電流驅(qū)動同步整流技術(shù)的變換器，由于電流驅(qū)動同步整流是單向?qū)ǖ?，因此不會出現(xiàn)上述問題。只要適當(dāng)調(diào)節(jié)各變換器的參數(shù)，就可以很方便地并聯(lián)使用了。

7結(jié)語

在各種同步整流技術(shù)中，自驅(qū)動電壓型同步整流技術(shù)的驅(qū)動方式最簡單，利用其它技術(shù)（如諧振技術(shù)，有源嵌位等）完善后也能達(dá)到很好的效果，并可在各種高低頻情況下使用，可見通過繼續(xù)開發(fā)和利用新技術(shù)來完善的自驅(qū)動同步整流技術(shù)將很有競爭力。外驅(qū)動電壓型同步整流技術(shù)在提高效率方面效果較好，但驅(qū)動復(fù)雜，成本較高，且不適于高頻應(yīng)用，缺乏吸引力。電流驅(qū)動同步整流技術(shù)驅(qū)動的復(fù)雜程度介于前兩者之間，應(yīng)用在各種變換器拓?fù)渲幸彩址奖?，而且在變換器并聯(lián)使用時不會出現(xiàn)反向?qū)ìF(xiàn)象，它將是今后同步整流技術(shù)發(fā)展的新方向。

同步整流技術(shù)在近十年來有了很大的發(fā)展，許多早年提出的拓?fù)涠加辛溯^大改善和提高，特別是諧振技術(shù)在自驅(qū)動同步整流中的應(yīng)用和電流驅(qū)動同步整流技術(shù)的完善，使得同步整流技術(shù)在應(yīng)用的頻率范圍、拓?fù)潆娐返姆N類以及變換器并聯(lián)使用等方面有了很大改善。可以說，同步整流技術(shù)必將會更具有生命力和吸引力，并向頻率更高、驅(qū)動更簡易、性能更優(yōu)越的方向發(fā)展。

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