電壓調(diào)整模塊（VRM）拓?fù)渚C述

1引言

電壓調(diào)整模塊（VoltageRegulatorModule,VRM）是分布式電源系統(tǒng)（DistributedPowerSystem,DPS）（圖1）中的核心部件，它緊靠在需要供電的負(fù)載旁，可根據(jù)不同負(fù)載需要獨(dú)立調(diào)節(jié)輸出電壓，實(shí)現(xiàn)具有低電壓、大電流、高穩(wěn)定度輸出，高功率密度，快速響應(yīng)等優(yōu)良性能的高質(zhì)量電源系統(tǒng)。

根據(jù)輸入電壓的不同，VRM可分為5V、12V、48V輸入等不同種類，其相應(yīng)的電路拓?fù)溆性S多不同之處；根據(jù)輸出和輸入間是否隔離，VRM又可分成非隔離型和隔離型兩種。目前，VRM較多地采用5V輸入電壓，但隨著芯片負(fù)載電流越來越大，今后分布式電源系統(tǒng)中將較多地采用12V或48V總線電壓的VRM，經(jīng)變換輸出1V左右電壓供給工作站或服務(wù)器CPU芯片。

本文對(duì)近幾年提出的VRM拓?fù)渥饕痪C述，對(duì)每一種拓?fù)涞慕Y(jié)構(gòu)、原理和主要特點(diǎn)進(jìn)行簡(jiǎn)要介紹，同時(shí)介紹了交錯(cuò)并聯(lián)和內(nèi)置輸入濾波器等新的概念和技術(shù)。

2非隔離型VRM的主要拓?fù)?

2?15V輸入的VRM拓?fù)?

非隔離型VRM的拓?fù)浠旧鲜窃趥鹘y(tǒng)的Buck電路基礎(chǔ)上變化或改進(jìn)得到。圖2所示為低壓VRM中廣泛采用的同步整流Buck電路。由于用低壓MOSFET（其通態(tài)電阻很小，mΩ級(jí)）代替了肖特基（Schottky）整流管，因此可大大降低通態(tài)損耗，從而提高低壓VRM的效率和功率密度。

同步整流Buck電路中，濾波電感L一般取得較大，以確保負(fù)載變化時(shí)Buck電路始終工作于電流連續(xù)狀態(tài)，減小輸出電流紋波，從而減小濾波電容值，縮小體積，提高電源的功率密度。但在負(fù)載瞬態(tài)變化過

圖1分布式電源系統(tǒng)的一種典型結(jié)構(gòu)[2]

圖2同步整流Buck電路

圖3QSW工作波形

圖4交錯(cuò)連接QSW和消紋波原理

(a)交錯(cuò)連接原理圖(b)紋波抵消示意圖

程中，過大的濾波電感限制了能量的傳輸速度，負(fù)載瞬態(tài)變化所需要（或產(chǎn)生）的能量幾乎全部由濾波電容提供（或吸收）。特別在大電流負(fù)載情況下，必須增加濾波電容（一般采用多電容并聯(lián)以減小ESR和ESL），使電源的體積增大，功率密度降低，也增加了產(chǎn)品的制造成本。由此可見，同步整流Buck電路難以滿足今后芯片發(fā)展對(duì)電源的要求。

為了克服同步整流Buck電路在瞬態(tài)響應(yīng)等方面存在的不足，文獻(xiàn)[3]提出了一種準(zhǔn)方波（Quasi?Square?

Wave,QSW）工作方式的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該電路結(jié)構(gòu)與同步整流Buck電路相同，但其輸出濾波電感L遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于同步整流Buck電路中的L值，使QSW電路的瞬態(tài)響應(yīng)時(shí)間很短。從工作波形（圖3）可見，開關(guān)Q1和Q2均可以實(shí)現(xiàn)接近零電壓開通，使MOSFET的密勒（Miller）效應(yīng)影響減小，開關(guān)損耗和柵極驅(qū)動(dòng)功耗亦減小[1]。但QSW電路也存在著許多問題，首先由于IL的紋波增大，使流過開關(guān)管的電流有效值增大，通態(tài)損耗增加；其次需要很大的輸出濾波電容濾除紋波；再次大的紋波電流亦使磁性元件的損耗增加，使應(yīng)用QSW拓?fù)涞腣RM總體效率低于同步整流Buck電路[1][3]。

為了減少Q(mào)SW電路輸出電流的紋波，同時(shí)又能滿足快速瞬態(tài)響應(yīng)的要求，文獻(xiàn)[3]提出了一種交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)，將多個(gè)QSW電路交錯(cuò)并聯(lián)起來，達(dá)到減小輸出紋波電流的目的。圖4所示為其原理圖和紋波抵消原理示意圖。圖5所示為多相交錯(cuò)并聯(lián)QSW的消紋波效果比較。

從圖5可以看到，多相QSW電路交錯(cuò)并聯(lián)，并合理地選取同步整流開關(guān)控制脈沖占空比，可以明顯減小輸出電流紋波，因此可以用比單相QSW電路中小得多的濾波電容，使電路同時(shí)滿足靜態(tài)和瞬態(tài)變化的要求；交錯(cuò)并聯(lián)QSW電路不僅可以減小輸出電流紋波，同時(shí)也減小了輸入電流紋波，使輸入濾波電容減小，電容所占體積減小，加上整個(gè)電路的效率提高，使VRM功率密度提高成為可能。

2?212V輸入的VRM電路拓?fù)?img height=24 src="/article/UploadPic/2009-7/20097911434867.JPG" width=14>對(duì)Buck電路而言，其電壓轉(zhuǎn)換比M==D，在輸出電壓一定的條件下，輸入電壓越高，則D越小。圖6所示為同步整流開關(guān)控制脈沖占空比D與輸出電壓VO之間的關(guān)系曲線，可見，當(dāng)輸入電壓Vin=12V,輸出電壓VO=1.0V時(shí)，占空比D已小于0.1，過小的占空比將給電路工作和性能帶來許多問題[1][4]：

（1）引起不對(duì)稱瞬態(tài)響應(yīng)，卸載（Stepdown）響應(yīng)性能遠(yuǎn)差于加載（Stepup）響應(yīng)性能，如圖7所示。在這種不對(duì)稱工作情況下，只能根據(jù)卸載瞬態(tài)響應(yīng)設(shè)計(jì)輸出濾波器等電路參數(shù)，給參數(shù)的優(yōu)化帶來很大困難。

（2）引起變換器整體效率下降。整流開關(guān)管Q1為硬關(guān)斷工作方式，在相等的輸出平均電流條件下，12V輸入電壓時(shí)的電流紋波比5V輸入電壓時(shí)大許多

圖5多相并聯(lián)QSW的消紋波效果

圖6Buck電路占空比與電壓間的關(guān)系

D1:Vin=5VD2:Vin=12V

圖7不對(duì)稱瞬態(tài)響應(yīng)

圖8濾波電感電流紋波

圖9抽頭電感Buck電路

圖10抽頭電感Buck等效電路

圖11抽頭電感Buck的工作波形

圖12不同電路占空比比較

M1:n=1M2:n=2M3:n=3

（圖8），因此關(guān)斷時(shí)的峰值電流也很大；同時(shí)，加在Q1兩端的關(guān)斷電壓（Vin－Vout）較大，所以輸入電壓升高，關(guān)斷損耗增大，使變換器整體效率下降；對(duì)同步整流管Q2而言，起決定作用的是通態(tài)損耗。在很小的占空比條件下，電流紋波增大，使流過Q2的電流有效值較大，同時(shí)由于Q2導(dǎo)通時(shí)間很長(zhǎng)，所以Q2的通態(tài)損耗增大，也使變換器整體效率下降。

（3）由于開關(guān)管控制脈沖占空比很小，因此多相交錯(cuò)并聯(lián)所產(chǎn)生的消紋波效果不顯著。當(dāng)輸入電壓Vin=12V,輸出電壓VO=1.5V時(shí)，占空比D=0.125，從圖5可以看到，四相交錯(cuò)并聯(lián)后的紋波只消除了大約40％。若輸出電壓進(jìn)一步降低，則消紋波效果還要差。消紋波的效果越差，意味著為滿足瞬態(tài)響應(yīng)性能指標(biāo)所加的輸出濾波電容越大，這是我們所不希望的。

存在以上這些問題的主要原因是在輸入電壓為12V或更高時(shí)Buck電路的占空比D過小，因此解決問題的思路就是如何設(shè)法增大D。文獻(xiàn)[1]和[4]中介紹了一種稱為抽頭電感Buck電路，其電路、等效電路及其工作波形分別如圖9、圖10及圖11所示。抽頭電感Buck電路的電壓轉(zhuǎn)換比M==，通過設(shè)計(jì)抽頭電感的匝比“n”，可將開關(guān)脈沖占空比D擴(kuò)展至一個(gè)較合理的值。圖12為抽頭電感Buck電路和傳統(tǒng)Buck電路(n=1)的比較，從圖中可見，當(dāng)輸入電壓Vin=12V,VO=1.5V時(shí)，中間抽頭電感（n=2）Buck電路的開關(guān)脈沖占空比D已擴(kuò)展至0.222，接近傳統(tǒng)Buck電路的2倍。

由于開關(guān)脈沖占空比D的擴(kuò)展，使抽頭電感Buck電路的許多性能優(yōu)于傳統(tǒng)Buck電路：

①適當(dāng)選取匝比n（n在2與3之間）,可獲得對(duì)

圖13開關(guān)電壓應(yīng)力與匝比的關(guān)系

圖14開關(guān)電流應(yīng)力與匝比的關(guān)系

圖15有源箝位耦合Buck電路及工作波形

(a)有源箝位耦合Buck電路(b)工作波形

稱的瞬態(tài)響應(yīng)性能，有利于效率的優(yōu)化。

②抽頭電感Buck電路中，開關(guān)Q1的主要損耗仍是其關(guān)斷損耗，但比傳統(tǒng)Buck電路中Q1的損耗小，從而改善了電路的效率。這是因?yàn)椋琎1電流的紋波較小，在相同的平均輸入電流時(shí)，Q1的峰值電流較傳統(tǒng)Buck電路時(shí)小得多，因此減少了Q1的關(guān)斷損耗。

③由于Q1脈沖占空比D的擴(kuò)展，使交錯(cuò)并聯(lián)的消紋波效果更加顯著。對(duì)n=2的抽頭電感Buck電路，從圖12可見其Q1脈沖占空比D從0.125擴(kuò)展至0.222，從圖5可以讀出其紋波消除已達(dá)85％，可使輸出濾波器更小，損耗更低。

當(dāng)然，抽頭電感Buck電路也有其不足之處：

①開關(guān)Q1的電壓應(yīng)力隨n的增大而增大，如圖13所示（Vin=12V,VO=1.5V）；由于耦合電感存在漏感，使Q1關(guān)斷時(shí)承受很大的電壓尖峰（圖11）。因此必須選用較高耐壓的MOSFET，而高壓MOSFET的通態(tài)電阻往往較大，使Q1的通態(tài)損耗增大。

②開關(guān)Q2的電流應(yīng)力隨n的增大而增大，如圖14所示（Vin=12V，VO=1.5V，IO=50A），因此不希望取很大的n。

從上面分析可以看到，抽頭電感Buck電路是12V輸入VRM的一個(gè)較好的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，但由于存在很高的尖峰電壓使它難以被實(shí)際采用。文獻(xiàn)[1][4]提出了一種有源箝位耦合Buck電路，可以解決上述尖峰電壓?jiǎn)栴}，其電路拓?fù)浜凸ぷ鞑ㄐ稳鐖D15所示。

有源箝位耦合Buck電路的電壓轉(zhuǎn)換比M==，當(dāng)Vin=12V,VO=1.5V，n=2時(shí)，D=0.285，比中間抽頭電感（n=2）Buck電路（D=0.222）還大，可以進(jìn)一步改善電路的工作狀況；由于箝位電容作用，開關(guān)的電壓應(yīng)力被箝位在2（Vin－VO），不隨n變化，在12V輸入時(shí)約為20V，因此可以選用廣泛使用的耐壓30V的MOSFET作為開關(guān)管，使成本和損耗降低；此外，變換器的輸入電流是連續(xù)的，因此可減小輸入濾波器的尺寸。

有源箝位耦合Buck電路可以解決抽頭電感Buck電路中由于漏電感所產(chǎn)生的尖峰電壓?jiǎn)栴}，同時(shí)改善或保持了抽頭電感Buck電路的優(yōu)點(diǎn)，是12V輸入VRM較好的一種拓?fù)?，將它與交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)和集成磁（IntegratedMagnetics）技術(shù)結(jié)合起來，可以實(shí)現(xiàn)具有高效率，快速瞬態(tài)響應(yīng)性能的12V輸入VRM。但該電路拓?fù)淙杂胁蛔阒帲瑥膱D15的工作波形可以看到，有源箝位耦合Buck電路的輸入電流存在較嚴(yán)重的突變，即某些時(shí)段的di/dt較大。因此，必須在有源箝位耦合Buck電路的輸入端加濾波電路；同時(shí)，該拓?fù)涞妮敵龆艘泊嬖陔娏魍蛔儐栴}，使輸出濾波電容的電流有效值增加，效率降低，使用壽命縮短；由于濾波電容等效串聯(lián)電感（ESL）的存在，輸出電流的突變還會(huì)引起輸出電壓的開關(guān)噪聲。

圖16內(nèi)置輸入濾波器的有源箝位耦合Buck電路

圖17傳統(tǒng)推挽變換器及其主要工作波形

(a)傳統(tǒng)推挽變換器電路(b)工作波形

為了解決上述電流突變問題，文獻(xiàn)[5]將內(nèi)置輸入濾波器概念[6]引入至上述有源箝位耦合Buck電路中，提出了改進(jìn)的有源箝位耦合Buck電路，如圖16所示。

由于箝位耦合電容CS與漏感所形成的輸入濾波器作用，使輸入電流和輸出電流的變化比較平緩，因此可大大減小外加輸入濾波器的尺寸，甚至可以不要外加濾波器而直接利用內(nèi)置濾波器，從而減少元件的數(shù)目。

3隔離型VRM的主要拓?fù)浼靶阅鼙容^

隨著計(jì)算機(jī)芯片對(duì)電源容量和瞬態(tài)響應(yīng)要求的不斷提高，現(xiàn)在被廣泛采用的低壓（如5V）分布式電源系統(tǒng)將難以滿足要求，會(huì)逐漸被高壓（如48V）分布式電源系統(tǒng)所取代。與低壓分布式電源系統(tǒng)相比較，高壓分布式電源系統(tǒng)有許多顯著優(yōu)點(diǎn)[7]。

從前面的討論我們知道，低壓VRM的電路拓?fù)浜茈y被應(yīng)用到高壓VRM中。因此高壓VRM一般采用具有降壓變壓器的隔離型電路拓?fù)?，降壓變壓器起著降壓和隔離雙重作用。

對(duì)低壓大電流輸出VRM而言，副邊變換器的功率損耗對(duì)整個(gè)電路的效率起著主要作用，因此，為提高電路的轉(zhuǎn)換效率，必須努力降低副邊變換器的損耗，特別是整流器損耗和變壓器的繞組損耗。用同步整流器（低壓MOSFET）替換肖特基整流器可以減少整流器損耗；而降低變壓器的繞組損耗必須努力減小副邊繞組電阻和流過的電流有效值。合理選擇繞組和變壓器結(jié)構(gòu)可以減小繞組電阻，采用倍流器（Current?Doubler）拓?fù)淇梢詼p小副邊電流的有效值[8]。與倍流器輸出相適應(yīng)，變壓器原邊一般采用具有對(duì)稱工作方式的推挽變換器、半橋變換器和全橋變換器。

圖17所示為倍流整流電路（CurrentDoublerRectifier）輸出的傳統(tǒng)推挽變換器及其主要工作波形。

傳統(tǒng)推挽變換器的最主要問題是當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷（對(duì)Q1而言，t=ton）時(shí)，變壓器的漏感產(chǎn)生很大的尖峰電壓加在管子兩端，這與反激變換器的工況相同。為了解決這一問題，文獻(xiàn)[7]提出一種新型的推挽正激（Push?PullForward）變換器，其原理圖和主要工作波形如圖18所示。

圖18推挽正激變換器及其主要工作波形

(a)推挽正激變換器電路(b)工作波形

圖19改進(jìn)型推挽正激變換器電路

與傳統(tǒng)推挽變換器電路相比較，推挽正激變換器電路中引入了一個(gè)箝位電容C。在t=0～ton期間，Q1導(dǎo)通，Q2截止，輸入電壓Vin通過Q1加在繞組1上，而電容C上的電壓VC（等于Vin）則加在繞組2上，這時(shí)電路就象是兩個(gè)正激電路并聯(lián)工作。當(dāng)Q1關(guān)斷后，漏感電流使Q2的反并二極管導(dǎo)通續(xù)流，而電容C將開關(guān)管Q1的端電壓箝位在2Vin，因此可以選用額定電壓較低的開關(guān)管以降低通態(tài)損耗。

該推挽正激變換器為一個(gè)二階系統(tǒng)，其控制較簡(jiǎn)單，瞬態(tài)響應(yīng)快；它具有較高的轉(zhuǎn)換效率，而且變壓器和電感可以很容易集成在一起[9]，從而大大提高變換器的功率密度。

最近，文獻(xiàn)[10]將內(nèi)置輸入濾波器概念[6]引入至推挽正激變換器中，提出了改進(jìn)型推挽正激變換器，如圖19所示。這一新拓?fù)渲械拈_關(guān)電流和繞組電流與推挽正激變換器中的相同，但輸入電流卻幾乎是平坦的，這是由于輸入電流同時(shí)流過兩個(gè)繞組且有紋波抵消作用，這正是內(nèi)置輸入濾波器的作用[6]。改進(jìn)型推挽正激變換器的輸入濾波器尺寸可以大大減小，或直接利用變壓器的漏感作為輸入濾波器，且可與其它磁元件集成在一起，使變換器的效率得到大大提高[10][11]。

4結(jié)語(yǔ)

VRM拓?fù)溆性S許多多，每種拓?fù)溆衅涮攸c(diǎn)和適用的工況。將準(zhǔn)方波工作方式的同步整流Buck電路交錯(cuò)并聯(lián)，可大大降低輸出電流紋波，從而減小輸出濾波器的尺寸，同時(shí)滿足快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)和高效率、高功率密度的要求；通過自耦合電感，可以拓展整流開關(guān)管的占空比，改善電路的瞬態(tài)響應(yīng)性能，提高變換器整體轉(zhuǎn)換效率；有源箝位電路可以抑制漏感引起的尖峰電壓，減少開關(guān)器件的電壓應(yīng)力，同時(shí)亦可降低電路損耗；將內(nèi)置輸入濾波器概念引入VRM拓?fù)渲?，并利用集成磁技術(shù)，可進(jìn)一步改善電路工況，減小濾波器尺寸。

目前VRM拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)改進(jìn)或新拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的提出，其基本思想是如何滿足VRM高效率、高密度和快速瞬態(tài)響應(yīng)的要求，同時(shí)非常重視包括磁集成技術(shù)在內(nèi)的集成封裝技術(shù)的運(yùn)用，并將能否采用集成技術(shù)作為判斷拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)性能優(yōu)劣的一個(gè)重要因素，因此這應(yīng)成為我們今后研究VRM技術(shù)的努力方向。