負載串聯(lián)諧振逆變器的逆變控制策略

摘要：負載串聯(lián)諧振和負載并聯(lián)諧振是常見的感應(yīng)加熱方式，前者由于具有一系列良好的特性已經(jīng)得到了越來越廣泛的應(yīng)用。重點介紹了負載串聯(lián)諧振的逆變控制,并給出了相關(guān)的實驗結(jié)果。

關(guān)鍵詞：負載串聯(lián)諧振；頻率跟蹤；延時補償

1??? 概述

??? 逆變電路根據(jù)直流側(cè)儲能元件形式的不同，可劃分為電壓型逆變電路和電流型逆變電路。電流型逆變器給并聯(lián)負載供電，故又稱并聯(lián)諧振逆變器。電壓型逆變器給串聯(lián)負載供電，故又稱串聯(lián)諧振逆變器。

??? 串聯(lián)諧振逆變器在感應(yīng)加熱領(lǐng)域應(yīng)用非常廣泛，圖1是它的基本原理圖。它包括直流電壓源，開關(guān)S₁～S₄和RLC串聯(lián)諧振負載。

（a）原理圖??????? （b）負載電路

圖1??? 串聯(lián)諧振逆變器原理圖及其負載電路

??? 由于設(shè)計的是電壓型負載高頻逆變器，而達到高頻，則要減小開關(guān)損耗。減小開關(guān)損耗的方法之一就是采用零電流開關(guān)。對于串聯(lián)RLC電路，只有在LC串聯(lián)諧振時，使得流過電阻R的電流i_R和加在RLC兩端的電壓U_RLC同步，才能達到零電流開關(guān)要求。為此在全橋電路控制方式中，我們選取雙極性控制方式。即開關(guān)管S_l和S₃，S₂和S₄同時開通和關(guān)斷，其開通時間不超過半個開關(guān)周期，即它們的開通角小于180°。

2??? 逆變控制電路的設(shè)計

??? 控制電路原理框圖如圖2所示。從圖2可以看出，逆變電路可以工作在他激和自激兩種狀態(tài)。當(dāng)逆變電路工作在他激狀態(tài)時，控制信號從他激信號發(fā)生器發(fā)出，電路工作頻率固定，由他激信號發(fā)生器控制。當(dāng)逆變電路工作在自激狀態(tài)時，電路的輸出電流信號經(jīng)過電流互感器采樣，通過波形變換把正弦波變成方波，然后方波信號經(jīng)單穩(wěn)態(tài)電路防止干擾，接著送到頻率跟蹤電路，使得開關(guān)管的工作頻率能夠跟蹤電流反饋信號。工作在自激狀態(tài)時，逆變電路的工作頻率由負載本身的固有頻率決定。本電路中逆變電路的工作頻率由放電負載和變壓器漏感組成的串聯(lián)諧振電路的自然頻率決定。

圖2??? 逆變控制電路原理框圖

2.1??? 限幅、整形和單穩(wěn)態(tài)電路

??? 如圖3所示，從電流互感器CT取出的反饋信號，通過電阻R₆引入控制電路。引入控制電路的信號跟負載電流的大小，電流互感器的變比以及取樣電阻R₆的大小有關(guān)。在實際應(yīng)用中，這個引入控制電路的信號可能會超過CMOS的最大工作電壓而導(dǎo)致器件的損壞，因而有必要在這個信號后面加一個限幅電路。二極管D₁及D₂就起到這個作用。電流反饋信號近似正弦波，經(jīng)過D₁及D₂和比較器以后，就變成了有正負的方波信號，經(jīng)過D₄把負的部分去掉，整形成占空比為50％的方波信號。

圖3??? 限幅和單穩(wěn)態(tài)電路

??? 電路在工作過程中不可避免地受到各種各樣的外部干擾，加上其本身元器件的分布參數(shù)，使得電流反饋信號并不是理想的波形。由于后級電路的鎖相環(huán)用的是邊沿觸發(fā)，如果前面的方波信號不好，會導(dǎo)致后級頻率跟蹤電路跟蹤失敗，從而導(dǎo)致了電路無法正常工作。所以，在電路中必須加入一個具有特定功能的電路，將有干擾的波形重新整形，然后輸入后一級電路。單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器就實現(xiàn)這種功能，它在外部脈沖的作用下，輸出具有特定寬度和幅值的矩形脈沖，經(jīng)過一定時間，又自動回復(fù)到初始狀態(tài)。

2.2??? 頻率跟蹤電路

??? 由電路的負載特性分析可知，電路的負載不是固定的負載。當(dāng)電壓升高，功率增大以后，負載固有的自然諧振頻率會發(fā)生改變。這個時候如果逆變電路工作在開環(huán)狀態(tài)下，由于電路的工作頻率偏離了負載的自然諧振點，這就使得電路的輸出功率不能隨著直流母線電壓的升高而同步升高，輸出功率達不到要求。因此，必須使得逆變電路工作在閉環(huán)狀態(tài)，實現(xiàn)頻率的自動跟蹤。

??? 頻率跟蹤電路如圖4所示。電路啟動的時候，先開控制電路，此時電流反饋信號沒有建立，逆變電路不能工作在自激狀態(tài)。在圖4中，控制電路開機后，電流反饋信號為0，比較器U_1B輸出為高電平，電子開關(guān)4066導(dǎo)通，V_cc通過R₈與R_P1分壓以后供給4046的壓控振蕩器輸入端，這個電壓用來控制壓控振蕩器的頻率，調(diào)節(jié)R_P1，就可以得到他激電路所需要的頻率。一般都把他激信號發(fā)生器的輸出頻率調(diào)得跟負載的自然諧振頻率相差不大，這樣有利于電流反饋快速建立，讓逆變電路盡快進入自激工作狀態(tài)。

圖4??? 頻率跟蹤電路

??? 在主電路開機時，可控整流電路輸出電壓調(diào)得比較低，這時候電流反饋信號比較小，隨著直流母線電壓慢慢升高，電流反饋信號逐步增大。在這個信號經(jīng)過半波整流以后得到的直流電平（C₂上的電壓）沒有超過R₆兩端電壓以前，電路還是工作在他激狀態(tài)。當(dāng)電流反饋信號達到一定的值使得C₂上的電壓超過了R₆兩端電壓以后，比較器U_1B輸出為低電平，把4066關(guān)斷，R_P1分壓為0，沒有辦法通過二極管影響壓控振蕩器，這樣壓控振蕩器的電壓就由低通濾波器提供，逆變器工作在自激狀態(tài)。由于電容C₃的存在，使得電路在他激轉(zhuǎn)自激的過程中，能夠平穩(wěn)地過渡，不至于出現(xiàn)壓控振蕩器輸入為0的情況。

??? 當(dāng)逆變器工作在自激狀態(tài)，其工作頻率隨著負載自然諧振頻率的變化而變化。此時從前面的單穩(wěn)態(tài)電路引入電流反饋信號，讓鎖相環(huán)輸出的方波頻率跟蹤輸出電流的頻率。在這種狀態(tài)下，鎖相環(huán)的控制框圖如圖5所示。相位比較器PC2輸出為兩個信號的相位差，經(jīng)過低通濾波器（LPF）以后，得到了反映兩個輸入信號上升時間差的直流電壓，然后送入壓控振蕩器（VCO），將VCO的輸出信號分頻以后（信號的1/2分頻是為了使得信號的占空比能嚴格達到50％），延遲td時刻送到PC2中，與電流反饋信號進行相位比較。PC2進入鎖相工作以后，電流反饋信號和延遲電壓驅(qū)動信號的上升沿就被鎖相至同步。

圖5??? 自激狀態(tài)下鎖相環(huán)控制圖

2.3??? 延遲補償電路

??? 在自激信號發(fā)生器的設(shè)計過程中，沒有考慮電路信號傳輸中的延時。實際上控制電路、驅(qū)動電路以及芯片都有延時，因此，電路的延時不能忽略。延時導(dǎo)致負載的輸出電壓滯后于輸出電流δ角度，負載工作于容性狀態(tài)，如圖6所示。由于存在延時，工作在容性狀態(tài)時的開關(guān)管軟開關(guān)條件就被破壞了，導(dǎo)致開通損耗大大增加。圖7是控制信號的補償電路。

圖6??? 信號的延時補償

（a）補償電路

（b）各點波形

圖7??? 控制信號的補償電路與各點波形

??? 當(dāng)輸入到R，L，C上的電壓與電阻R上的電流波形有相位差時，通過調(diào)節(jié)R_p，使i_R與輸入電壓同步。

3??? 實驗結(jié)果和波形分析

3.1??? 頻率跟蹤電路的輸入輸出波形

??? 頻率跟蹤電路的輸入、輸出波形如圖8所示。

圖8??? 頻率跟蹤電路的輸入輸出波形

3.2延時補償電路的波形

??? 延時補償電路的波形如圖9所示。圖中3個波形自上而下分別是圖7延時補償電路中結(jié)點2，3，4的波形。其中的t為放電時間，通過改變變阻器R_p可以調(diào)節(jié)放電時間t的快慢。

圖9??? 延時補償電路的波形

3.3??? 開關(guān)管S₄兩端與負載R兩端的電壓波形

??? 圖10波形中，上面的波形是S₄兩端的電壓，下面的是電阻兩端的電壓，S₄與電阻兩端的電壓同相，此時電感電容串聯(lián)諧振。但是，仔細觀察兩個波形可以發(fā)現(xiàn)，兩個波形之間在過零點有些毛刺。其原因可以從圖11得到說明。

圖10??? S₄和電阻兩端的電壓波形

圖11??? S₁，S₂驅(qū)動波形等

??? 圖11中下面兩個波形是S₁及S₂的驅(qū)動波形，可以發(fā)現(xiàn)他們之間存在死區(qū)。理論上，如果S₁，S₃與S₂，S₄的驅(qū)動波形為互補的話，則電阻R的電壓與輸入RLC兩端的電壓在LC發(fā)生串聯(lián)諧振時應(yīng)該是沒有相位差的。由于驅(qū)動波形并非理想，所以造成電阻R的電壓與輸入RLC兩端的電壓并非完全沒有相位差。

??? 從圖12中可以看出4046芯片跟蹤，但是由于芯片和電路存在延時等原因，u_RLC與4046的腳14波形之間存在相位差，而且很明顯是滯后的。