有源鉗位正激變換器的理論分析和設(shè)計方法??

摘要：零電壓軟開關(guān)有源鉗位正激變換器拓撲非常適合中小功率開關(guān)電源的設(shè)計。增加變壓器勵磁電流或應(yīng)用磁飽和電感均能實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)工作模式?；趯α汶妷很涢_關(guān)有源鉗位正激變換器拓撲的理論分析，提出了一套實用的優(yōu)化設(shè)計方法。實驗結(jié)果驗證了理論分析和設(shè)計方法。

關(guān)鍵詞：有源鉗位；正激變換器；零電壓軟開關(guān)

1? 引言

??? 單端正激變換器拓撲以其結(jié)構(gòu)簡單、工作可靠、成本低廉而被廣泛應(yīng)用于獨立的離線式中小功率電源設(shè)計中。在計算機、通訊、工業(yè)控制、儀器儀表、醫(yī)療設(shè)備等領(lǐng)域，這類電源具有廣闊的市場需求。當今，節(jié)能和環(huán)保已成為全球?qū)哪茉O(shè)備的基本要求。所以，供電單元的效率和電磁兼容性自然成為開關(guān)電源的兩項重要指標。而傳統(tǒng)的單端正激拓撲，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬開關(guān)工作模式，決定了該電路存在一些固有的缺陷：變壓器體積大，損耗大；開關(guān)器件電壓應(yīng)力高，開關(guān)損耗大；dv/dt和di/dt大，EMI問題難以處理。

??? 為了克服這些缺陷，文獻[1][2][3]提出了有源鉗位正激變換器拓撲，從根本上改變了單端正激變換器的運行特性，并且能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓軟開關(guān)工作模式，從而大量地減少了開關(guān)器件和變壓器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了電磁兼容性。因此，有源鉗位正激變換器拓撲迅速獲得了廣泛的應(yīng)用。

??? 然而，有源鉗位正激變換器并非完美無缺，零電壓軟開關(guān)特性也并非總能實現(xiàn)。因而，在工業(yè)應(yīng)用中，對該電路進行優(yōu)化設(shè)計顯得尤為重要。本文針對有源鉗位正激變換器拓撲，進行了詳細的理論分析，指出了該電路的局限性，并給出了一種優(yōu)化設(shè)計方法。

2? 正激有源鉗位變換器的工作原理

??? 如圖1所示，有源鉗位正激變換器拓撲與傳統(tǒng)的單端正激變換器拓撲基本相同，只是增加了輔助開關(guān)S_a（帶反并二極管）和儲能電容C_s，以及諧振電容C_ds1、C_ds2，且略去了傳統(tǒng)正激變換器的磁恢復(fù)電路。磁飽和電感L_s用來實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)，硬開關(guān)模式用短路線替代。開關(guān)S和S_a工作在互補狀態(tài)。為了防止開關(guān)S和S_a共態(tài)導(dǎo)通，兩開關(guān)的驅(qū)動信號間留有一定的死區(qū)時間。下面就其硬開關(guān)工作模式和零電壓軟開關(guān)工作模式分別進行討論。為了方便分析，假設(shè)：

圖1? 采用磁飽和電感的有源鉗位正激軟開關(guān)變換器

??? 1）儲能電容C_s之容量足夠大以至于其上的電壓V_cs可視為常數(shù)；

??? 2）輸出濾波電感L_o足夠大以至于其中的電流紋波可忽略不計；

??? 3）變壓器可等效成一個勵磁電感L_m和一個匝比為n的理想變壓器并聯(lián)，并且初次級漏感可忽略不計；

??? 4）所有半導(dǎo)體器件為理想器件。

2.1? 有源鉗位正激變換器硬開關(guān)工作模式

??? 硬開關(guān)的有源鉗位正激變換器工作狀態(tài)可分為6個工作區(qū)間，關(guān)鍵工作波形如圖2(a)所示。

??? [t₀～t₁]期間主開關(guān)S導(dǎo)通，輔助開關(guān)S_a斷開。變壓器初級線圈受到輸入電壓V_in的作用，勵磁電流線性增加，次級整流管導(dǎo)通并向負載輸出功率。t₁時刻，主開關(guān)S斷開。

??? [t₁～t₂]期間負載折算到變壓器初級的電流I_o^＊和勵磁電流i_m給電容C_ds1充電和C_ds2放電，電壓V_ds1迅速上升。t₂時刻，V_ds1上升到V_in，變壓器輸出電壓為零，負載電流從整流管D₃轉(zhuǎn)移到續(xù)流管D₄。

??? [t₂～t₃]期間只有勵磁電流i_m通過L_m、C_ds1、C_ds2繼續(xù)諧振，并在t₃時刻V_ds1達到(V_in＋V_cs)。輔助開關(guān)S_a的反并二極管D₂導(dǎo)通，勵磁電流給電容C_s充電并線性減小，此時，可驅(qū)動輔助開關(guān)S_a。

??? [t₃～t₄]期間變壓器初級線圈受到反向電壓V_cs的作用，勵磁電流由正變負。t₄時刻，S_a斷開。

??? [t₄～t₅]期間電容C_ds1、C_ds2與L_m發(fā)生諧振，并在t₅時刻電壓V_ds1下降到V_in，變壓器磁芯完成磁恢復(fù)。

??? [t₅～t₀′]期間次級整流管導(dǎo)通，變壓器次級繞組短路，給勵磁電流提供了通道。在此期間，V_ds1維持在V_in，勵磁電流保持在－I_m(max)。t₀′時刻，主開關(guān)S被驅(qū)動導(dǎo)通，下一個開關(guān)周期開始。

??? 很明顯，有源鉗位正激變換器的變壓器磁芯工作在一、三象限，變換器工作占空比可超過50％。由于電容C_ds1、C_ds2的存在，開關(guān)S和S_a均能自然零電壓關(guān)斷，而且S_a能實現(xiàn)零電壓導(dǎo)通。但主開關(guān)管S工作在硬開關(guān)狀態(tài)。

（a）硬開關(guān)工作波形

（b）增加勵磁電流實現(xiàn)軟開關(guān)的工作波形? （c）采用磁飽和電感實現(xiàn)軟開關(guān)的工作波形

圖2? 各種開關(guān)電路的工作波形

2.2? 有源鉗位正激變換器零電壓軟開關(guān)模式

??? 從上面的分析可明顯地看出，當變壓器勵磁電感L_m減小，勵磁電流足夠大時，[t₅～t₀′]期間勵磁電流除了能提供負載電流外，剩余部分可用來幫助電容C_ds2、C_ds1充放電。電壓V_ds1有可能諧振到零，從而實現(xiàn)主功率開關(guān)管S的零電壓軟開通。二極管D₁可為負的勵磁電流續(xù)流。關(guān)鍵工作波形如圖2（b）所示，具體的軟開關(guān)條件將在下一節(jié)中詳細討論。很顯然，軟開關(guān)的代價是變壓器勵磁電流和開關(guān)管導(dǎo)通電流峰值大幅增加，開關(guān)管及變壓器電流應(yīng)力和通態(tài)損耗明顯加大。

2.3? 應(yīng)用磁飽合電感器實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)

??? 為了克服上述零電壓軟開關(guān)工作時電流應(yīng)力過大的缺點?？梢栽谧儔浩鞔渭?a target="_blank">整流二極管上串聯(lián)一個磁飽和電感L_s，如圖1所示。當電壓V_ds1下降到V_in時，[t₅～t₀′]期間磁飽和電感L_s瞬時阻斷整流二極管，使得變壓器勵磁電流不必負擔(dān)負載電流，而可完全用來給電容C_ds2、C_ds1充放電。這樣，不必大量減小變壓器勵磁電感，較小的勵磁電流就可以保證電壓V_ds1諧振到零，實現(xiàn)主功率開關(guān)管的零電壓軟開通。關(guān)鍵工作波形如圖2（c）所示。

3? 靜態(tài)分析和優(yōu)化設(shè)計方法

3．1? 儲能電容電壓及開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力

??? 根據(jù)磁芯伏?秒平衡原則，可得式（1）

??? V_cs(1－D)T_s=V_inDT_s（1）

因為V_o=所以

??? V_cs=? （2）

式中：V_in為輸入直流電壓；

????? V_o為輸出電壓；

????? D為主開關(guān)導(dǎo)通占空比；

????? T_s為開關(guān)周期；

????? n為變壓器匝比。

??? 因此，主開關(guān)S和輔助開關(guān)S_a承受的最大電壓應(yīng)力均為V_DS：

??? V_DS==（3）

??? 上式說明，當變壓器匝比愈小時，對于一定的輸入電壓和輸出電壓的變換器，開關(guān)管電壓應(yīng)力V_DS愈小。所以，有源鉗位正激變換器一個顯著優(yōu)點是可以降低開關(guān)管電壓應(yīng)力，從而可選用額定電壓較低、通態(tài)電阻較小的功率開關(guān)管。另外，當變壓器變比n確定后，開關(guān)管電壓應(yīng)力僅與占空比有關(guān)，如圖3所示。顯然，當占空比為0.5時，開關(guān)管承受最小的電壓應(yīng)力。當輸入電壓變化時，如果將占空比設(shè)計運行在以0.5為中心的對稱范圍內(nèi)，則可使開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力基本保持恒定。

圖3? 開關(guān)管電壓應(yīng)力與占空比的關(guān)系曲線

3．2? 增加勵磁電流實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)工作條件

??? 從開關(guān)S_a斷開到電壓V_ds1諧振至零的過程，即工作區(qū)間[t₄～t₅]和[t₅～t₀′]。要實現(xiàn)主開關(guān)S零電壓軟開通，其導(dǎo)通驅(qū)動延遲時間必須大于以上兩區(qū)間之和。

??? [t₄～t₅]期間等效電路如圖4所示。相應(yīng)的電路微分方程是：

??? V_in=L_mC_ds＋V_ds1（4）

??? =（5）

??? =V_DS（6）

圖4? [t₄～t₅]期間的等效電路

微分方程的解為：

??? V_ds1=cos(ωt＋φ)＋V_in（7）

??? i_m=－sin(ωt＋φ)（8）

式中：0≤t≤t₅－t₄。

??? I_mp=（9）

??????? φ=arctan（10）

??? C_ds=C_ds1＋C_ds2（11）

??????? ω=（12）

t₅時刻，即當

??? t=t₅－t₄=t_a=(13)

??? V_ds1=V_in

_??? i_m=－I_m(max)=－

設(shè)K=ωT_s=（14）

??? I_m(max)=I_mp=（15）

??? [t₅～t₀′]期間等效電路如圖5所示。相應(yīng)的電路微分方程是：

??? V_in=L_mC_ds＋V_ds1（16）

??? =(I_o^＊－I_m(max))（17）

??? =V_in（18）

圖5? [t5～t0′]期間的等效電路

微分方程的解為：

??? V_ds1=sinωt＋V_in（19）

??? i_m=－(I_m(max)－I_o^＊)cosωt－I_o^＊（20）

式中：0≤t≤t₀′－t₅；

??? I_o^＊=為變換器輸出電流折算到變壓器原邊的值，并且忽略了輸出電感的電流紋波。

??? 顯而易見，主開關(guān)零電壓開通的必要條件是：

??? (I_m(max)－I_o^＊)≥C_dsωV_in（21）

??? 實際上，上述條件即是，變壓器勵磁電感儲存的電流除支持負載電流外，剩余能量能使電容C_ds1上電壓諧振到零。V_ds1從V_in諧振到零所需時間t_b為：

??? t_b=arcsin（22）

所以，主開關(guān)管零電壓導(dǎo)通所需總的導(dǎo)通延遲時間t_d為：

??? t_d≥t_a＋t_b=（23）

??? 實際上，諧振頻率ω遠大于開關(guān)頻率f_s，即K遠大于1，故式（23）可簡化為：

??? t_d≥?(24)

3．3? 應(yīng)用磁飽和電感實現(xiàn)軟開關(guān)工作的條件

??? 當輔助開關(guān)S_a斷開后，由于磁飽和電感Ls瞬間相當于開路，因此變壓器勵磁電流可完全用來對C_ds2和C_ds1充放電。[t₄～t₅]、[t₅～t₀′]期間，等效電路同圖4。顯然，令式（21）和（24）中I_o^＊或I_o為零，即可得到主開關(guān)管零電壓導(dǎo)通的能量條件和時間條件，I_m(max)≥C_dsωV_in，即：

??? K≥?（25）

??? t_d≥?（26）

??? 死區(qū)延遲時間，意味著PWM變換器有效占空比的損失。為了盡量減小有效占空比的損失，則K必須加大。另一方面，變換器開關(guān)頻率f_s愈高，則為保持相同的有效占空比，K至少應(yīng)保持不變，即諧振頻率ω應(yīng)與開關(guān)頻率f_s成比例增加。圖6給出了軟開關(guān)所需要的死區(qū)時間t_d和最大勵磁電流I_m(max)與K的關(guān)系曲線。從圖中明顯看出，采用加大勵磁電流的方法實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)和采用磁飽和電感器比較，要求的K較大，因而有較大的勵磁電流損耗；另外，從式（15）看出，開關(guān)頻率愈高，電流峰值也愈高，變壓器的銅耗和開關(guān)管的導(dǎo)通損耗也愈大。因此，軟開關(guān)有源鉗位正激變換器工作頻率不宜太高。

圖6? 軟開關(guān)所需延遲時間t_d和最大勵磁電流I_m(max)與系數(shù)K的關(guān)系曲線

3．4? 優(yōu)化設(shè)計方法

??? 對一給定技術(shù)指標的DC/DC變換器，其具體參數(shù)為：輸入電壓范圍V_in(min)～V_in(max)，輸出電壓V_o，輸出功率P_o，開關(guān)頻率f_s。設(shè)計步驟如下：

??? 1）根據(jù)輸出功率P_o、開關(guān)頻率f_s選定變壓器磁芯材料，得到相應(yīng)的磁芯截面積A_e，飽和磁密B_s，窗口面積A_w等。設(shè)定最大交變磁密ΔB。

??? 2）確定最大電壓應(yīng)力V_DS及降額系數(shù)K₁。

??? 3）據(jù)式（27）、（28）求出變壓器匝比n和最大、最小占空比D_max、D_min，及正常占空比D_norm。

??? V_ds=≤K₁V_DS（27）

??? V_ds=≤K₁V_DS（28）

??? 4）求出變壓器初次級匝數(shù)N₁，N₂。

??? N₁=（29）

??? N₂=（30）

??? 5）求出開關(guān)管電壓應(yīng)力V_ds，選定主開關(guān)S和輔助開關(guān)S_a的額定電壓及確定諧振電容C_ds1和C_ds2。

??? 6）設(shè)定死區(qū)延遲時間t_d，針對不同的軟開關(guān)實現(xiàn)方法，分別從式（21）、（24）或（25）、（26）求出所需的系數(shù)K。

??? 7）根據(jù)式（14）和（12）求出諧振頻率ω及變壓器初級勵磁電感量L_m。

4? 設(shè)計實例和實驗結(jié)果

??? 應(yīng)用上述設(shè)計方法，設(shè)計1臺用于通訊設(shè)備的AC/DC變換器電源。具體技術(shù)指標為：

??? 輸入電壓V_i??? AC 140V～280V

??? 輸出電壓V_o??? DC 12V

??? 輸出功率P_o??? 150W

??? 功率因數(shù)λ???????? >0.95

??? 效率η???????????????? >0.80

??? 采用常規(guī)的Boost變換器進行功率因數(shù)校正，滿足功率因數(shù)大于0.95的指標要求，且得到DC 440V的直流電壓?？紤]到電源保持時間要求，設(shè)定有源鉗位DC/DC變換器輸入電壓工作范圍為DC 330～450V，開關(guān)頻率為100kHz，即T_s=10μs，V_inmax=450V，V_inmin=330V，V_innorm=440V。為提高效率，有源鉗位DC/DC變換器采用了同步整流技術(shù)，設(shè)計結(jié)果如下：

??? 1）選擇磁芯材料為TDK，PC40，EER40，A_e=1.49cm²，B_s=450mT，取ΔB=300mT。

??? 2）設(shè)定開關(guān)管最大電壓應(yīng)力為900V，降額系數(shù)K₁為0.9。

??? 3）求出變壓器匝比n，最大、最小占空比D_max、D_min，及正常占空比D_norm考慮整流管壓降和輸出電感損耗，取V_o為13V，據(jù)式（27）、（28）求出：n≤15，取n=13.3。則：D_max=0.524，D_min=0.384，D_norm=0.393。

??? 4）據(jù)式（29）、（30）求出變壓器初次級匝數(shù)N₁，N₂分別為40匝和3匝。

??? 5）據(jù)式（3），求出當占空比為0.384時，開關(guān)管承受最大的電壓應(yīng)力731V。S和S_a可選900V之功率場效應(yīng)管。等效漏源并聯(lián)電容C_ds1為330pF，C_ds2為200pF，所以C_ds為530pF。

??? 6）設(shè)定死區(qū)時間t_d為350ns，采用磁飽和電感方法實現(xiàn)軟開關(guān)。則據(jù)式（26）求出K為15.4。

??? 7）據(jù)式（14）和（12）求出諧振頻率ω為1.54MHz，變壓器勵磁電感L_m為800μH。

??? 圖7（a）、7（b）、7（c）給出了實測的主開關(guān)管工作電壓、電流波形。圖7（a）顯示主開關(guān)管工作在硬開關(guān)狀態(tài)。圖7（b）和圖7（c）分別是采用增加勵磁電流方法和應(yīng)用磁飽和電感器方法實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)的電壓電流波形，后者明顯地降低了勵磁電流和開關(guān)管電流的峰值。實測波形與理論分析完全一致。圖8、9顯示出了實測的效率曲線。從圖9中看出，當變換器開關(guān)頻率增加時，變壓器勵磁電流損耗和開關(guān)管通態(tài)損耗所占比重增加，變換器效率降低了。實驗結(jié)果驗證了理論分析。

（a）硬開關(guān)工作模式主開關(guān)電壓、電流波形

（b）軟開關(guān)工作模式主開關(guān)電壓、電流波形? （c）軟開關(guān)工作模式主開關(guān)電壓、電流波形

圖7? 實測主開關(guān)管工作電壓電流波形

圖8? 效率與DC/DC變換器輸出功率Po的關(guān)系

圖9? 效率與DC/DC變換器開關(guān)頻率fs的關(guān)系

5? 結(jié)語

??? 有源鉗位正激拓撲非常適合中小功率的DC/DC變換器電源設(shè)計。零電壓軟開關(guān)條件是變壓器勵磁電感和諧振電容的諧振頻率必須足夠大，并且有足夠的勵磁電流儲能。其代價是變壓器勵磁電流損耗和功率開關(guān)管通態(tài)損耗加大，并隨工作頻率提高而加劇。因此該變換器拓撲工作頻率受到限制。采用磁飽和電感可以改善電流應(yīng)力過大的缺點。本文給出了有源鉗位正激變換器的理論分析和設(shè)計方法。一臺應(yīng)用于通訊設(shè)備，寬范圍輸入電壓的150W電源被設(shè)計出來，實驗結(jié)果證實了理論分析。?