DC/DC轉換器的設計頻率越來越快，目的是減小輸出電容和電感的尺寸，以節(jié)省電路板空間。正因如此，現在市場上出現越來越多工作在高輸入電壓下的DC/DC轉換器，其可提供線壓瞬態(tài)保護，更低的占空比使更快頻率下難以達到更低的電壓。許多電源集成電路制造廠商（IC）正在積極推銷高頻DC/DC轉換器，聲稱可以減少電路板空間占用。工作在1MHz或者2MHz下的DC/DC轉換器似乎是一個好主意，但開關頻率對電源系統(tǒng)產生的影響遠不止體積和效率兩方面。本文介紹了幾個設計實例，說明在高頻下開關存在的一些好處和挑戰(zhàn)。

應用選擇

為了說明使用高開關頻率的權衡過程，我們設計了三個獨立電源，其工作頻率分別為100、300和750 kHz。所有這三種設計，輸入電壓均為48V，輸出電壓均為5V，而輸出電流均為1A。這些要求常用于為一個5-V邏輯USB，或者為其它DC/DC轉換器使用的中頻通用5-V總線供電，例如：低壓降穩(wěn)壓器等。若想建立一些設計限制，所選允許紋波電壓需為50mV，其約為輸出電壓的1%；同時選擇使用0.5 A的峰至峰電感電流。德州儀器TPS54160是一種集成MOSFET的2.5-MHz、60-V、1.5-A降壓DC/DC轉換器，用作所有設計的穩(wěn)壓器。TPS54160特有外部補償和快速可編程頻率，適用于一些高輸入電壓的工業(yè)應用。

電感和電容選擇

根據下列四個簡化公式，選擇每種情況的電感和電容：

電感選擇

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（1a）

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可重寫為：

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（1b）

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其中，D（占空比）=5 V/48 V=0.104，且△I = 0.5 A峰至峰。
電容選擇
I= C x dv/dt （2a）
可重寫為：

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（2b）

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其中，△I = 0.5 A峰至峰，且△V=50 mV。

就方程式2b而言，我們假設所選電容的等效串聯電阻（ESR）忽略不計，陶瓷電容便是如此。我們選擇陶瓷電容，用于所有三種設計，原因是其低電阻和小尺寸。方程式2b分子的乘數2表明DC偏壓相關電容下降情況，原因是大多數陶瓷電容的數據表中都沒有說明這一效應。

圖 1 TPS54160 參考示意圖

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圖1所示電路用于評估實驗臺上每種設計的性能。示意圖中沒有值的一些組件，為設計中修改了的組件。輸出濾波器由L1和C2組成。所有三種設計的組件值都列舉在表1中，這些值的選擇是基于方程式1a到2b的結果。注意，每個電感的DC電阻隨頻率增加而減小。這是因為較少的匝數所需的銅長度更短。我們單獨為每個開關頻率設計了誤差放大器補償組件。選擇補償值的計算方法，超出了本文討論的范圍。

最小“導通”時間

最小可控“導通”時間限制是DC/DC轉換器IC的一個特點，其為脈寬調制（PWM）電路的最窄可達脈寬。在降壓轉換器中，開關周期期間功率MOSFET導通的時間百分比被稱作占空比，其等于輸出電壓與輸入電壓的比。使用TPS54160轉換器時，占空比為0.104（4 V/48 V），而數據表中列出的最小“導通”時間為130 ns。可控脈寬限制產生一個最小可達占空比，而用最小“導通”時間乘以開關頻率，我們可以輕松地計算出該占空比的大小。一旦知道了最小占空比，利用VIN乘以最小占空比，我們便可以計算出最低可達輸出電壓。最低輸出電壓同樣也受轉換器基準電壓的限制，使用TPS54160時其為0.8V。

本例中，我們可以通過750-kHz開關頻率來產生一個5-V輸出電壓（參見表2）。但是，如果該頻率為1 MHz，則最低可能輸出電壓被限制為約6V；否則，DC/DC轉換器會跳過脈沖。替代方法是降低輸入電壓或者頻率。在選擇某個開關頻率以前，你最好是先查看DC/DC轉換器數據表，了解保證最小可控“導通”時間。

脈沖跳躍

DC/DC轉換器無法足夠快速地清除門驅動脈沖來維持理想占空比時，便會出現脈沖跳躍。電源會嘗試調節(jié)輸出電壓，但由于距離更遠的脈沖，紋波電壓會增加。由于存在脈沖跳躍，輸出紋波會呈現出分諧波成分，其可能出現噪聲問題。限流電路也可能不再正常工作，因為IC可能不響應大電流峰值。一些情況下，如果控制器不正常工作，控制環(huán)路便可能會不穩(wěn)定。