它由兩級(jí)結(jié)構(gòu)相同的前置放大器和一級(jí)帶有復(fù)位再生的高速鎖存器組成，每一級(jí)中都帶有一個(gè)內(nèi)置正反饋的設(shè)計(jì)。前置放大器使輸入的變化足夠大，并且將其加載到鎖存器的輸入端，這樣獲得電路的最佳特性。

　　前置放大器的設(shè)計(jì)及優(yōu)化

　　傳統(tǒng)的前置放大器結(jié)構(gòu)如圖2所示，這種內(nèi)置正反饋比較器由一個(gè)差分輸入對(duì)，一個(gè)偽電流源和一對(duì)交叉耦臺(tái)負(fù)載組成，負(fù)載連接成差分的模式。M1和M2組成差分輸入對(duì)，M3、M33、M4、M44組成帶有正反饋的負(fù)載，以提高電路的增益，這個(gè)正反饋單元電路可以通過(guò)調(diào)整M3、M4和M33、M44管的寬長(zhǎng)比(W／L)來(lái)形成弱正反饋或強(qiáng)正反饋。

　　前置放大器電路中的正反饋分析

　　正反饋是通過(guò)連接到M3和M4的源一漏極的并聯(lián)電壓反饋。其比較的工作過(guò)程為：差分輸入信號(hào)加到NMOS對(duì)管M1和M2的柵極，假設(shè)一端加正電壓信號(hào)，另一端則為負(fù)電壓信號(hào)；NMOS管M1中流過(guò)的電流Ids1開(kāi)始增大，M2中電流Ids2開(kāi)始減小，M3和M33柵極電位下降，M4和M44柵極電位上升，M3管中電流Ids3增大，M4管中電流Ids4減??；從而使M4和M44的柵極電位更高，M3和M33柵極電位更低，這個(gè)正反饋重復(fù)進(jìn)行直到Ids33隨其柵電壓減小而增大的速度與Ids4減小的速度相等，以及Ids44隨其柵電壓增大而減小的速度與Ids3增大的速度相等。

　　如果忽略M3與M4兩個(gè)交叉耦合的PMOS管負(fù)載的溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)的影響，則交叉耦合負(fù)載的作用相當(dāng)于一個(gè)負(fù)電阻RX=-2/gm3(其中g(shù)m3=gm4)

　　考慮到M3、M4的溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)的影響，則
　　

　　交叉耦合的正反饋負(fù)載的負(fù)電阻特性補(bǔ)償了一部分正的輸出阻抗，在一定程度上提高了差分輸出阻抗，提高了比較器的增益。所以，第一級(jí)前置正反饋放大器的增益為：
　　

化簡(jiǎn)得到直流電壓增益為：
　　
　　在C1相同時(shí)，時(shí)間常數(shù)越大，比較器的信號(hào)傳輸時(shí)間越長(zhǎng)，其轉(zhuǎn)換速度就越低。但同時(shí)，比較器的增益卻越大，因此導(dǎo)致高增益與高速度的矛盾。

　　設(shè)計(jì)優(yōu)化

　　優(yōu)化后的前置內(nèi)置正反饋放大器電路結(jié)構(gòu)如圖3所示：
　　RS與兩個(gè)相反的時(shí)鐘信號(hào)用來(lái)控制比較器的復(fù)位，當(dāng)RS為高時(shí)，比較器處于復(fù)位狀態(tài)；RS為低時(shí)，比較器開(kāi)始進(jìn)行比較。這樣通過(guò)每次比較前的復(fù)位，可以進(jìn)一步提高比較器的翻轉(zhuǎn)速度。

　　為了獲得更高的工作速度，在兩個(gè)輸出端之間還有兩個(gè)鉗位二極管，用來(lái)控制兩個(gè)差分輸出端的電壓差。如果輸出電壓差值過(guò)大，則當(dāng)本級(jí)比較器的輸入發(fā)生翻轉(zhuǎn)時(shí)，兩個(gè)輸出端會(huì)由于電壓差過(guò)大而造成輸出端翻轉(zhuǎn)的速度較慢，從而影響輸出結(jié)果和比較器的性能。所以這兩個(gè)MOS管可以起到鉗位的作用，即限制Vo1和Vo2電壓的擺幅，提高比較器的速度。在平衡狀態(tài)時(shí)，通常∣Vo1-Vo2∣
　　第三級(jí)鎖存比較器設(shè)計(jì)

　　因前置放大器的增益與輸入電壓的乘積不足以達(dá)到輸出VOH的要求，所以把放大后的電壓再加到鎖存器上即可以得到所要求的電壓。第三級(jí)比較器的結(jié)構(gòu)采用可再生比較器，它也是使用正反饋來(lái)實(shí)現(xiàn)兩個(gè)信號(hào)的比較?？稍偕容^器又稱為鎖存比較器。比較器中兩相非交疊時(shí)鐘控制，確定不同的工作模式，從而實(shí)現(xiàn)比較器的復(fù)位與輸出。其電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖4所示。其中兩相非交疊時(shí)鐘Q1和Q2的波形如圖5所示。

　　當(dāng)時(shí)鐘Q1為高電平時(shí)，比較器處于復(fù)位狀態(tài)。這時(shí)節(jié)點(diǎn)1和2被置成等電位。接下來(lái)是再生階段，當(dāng)APX和APV都為低電平時(shí)，通過(guò)交叉耦合的NMOS管M3和M4的正反饋進(jìn)行電壓再生，使節(jié)點(diǎn)1和2的電壓一個(gè)變高而另一個(gè)變低。最后是當(dāng)Q1為低、Q2為高時(shí)，比較的結(jié)果通過(guò)M5、M6、M7、M8、M9的作用輸出，并保存此輸出至下一個(gè)復(fù)位狀態(tài)。

　　如圖4所示，本設(shè)計(jì)中的鎖存器使用的是NMOS管鎖存器。確定鎖存器工作時(shí)從開(kāi)始狀態(tài)到最終狀態(tài)所需要的時(shí)間是很重要的。

　　當(dāng)M3和M4管相同時(shí)：gm3=gm4=gm，C3=C4=C，R3=R4=R。

　　

　　比較器要在規(guī)定的時(shí)間內(nèi)分辨出兩輸入信號(hào)之間微小的差值，先通過(guò)前置預(yù)放在T1時(shí)間把輸入電壓放大到Vin，將Vin加到鎖存器的輸入端，再經(jīng)過(guò)Tp時(shí)間達(dá)到要求的輸出電壓，所以總的響應(yīng)時(shí)間T1+Tp必須足夠小。而T1與前置放大器的3dB帶寬有關(guān)，帶寬越高則放大信號(hào)的時(shí)延越小。此設(shè)計(jì)中兩級(jí)前置放大器的-3dB帶寬約為50MHz，所以T1較?。籘p與鎖存器的輸入有關(guān)，想使Tp越短，其輸入Vin就應(yīng)該越大。前面的兩級(jí)前置放大器剛好解決這個(gè)問(wèn)題，可以快速建立鎖存器的輸入，從而提高電路的工作速度。

　　另外，鎖存器較大的輸入失調(diào)電壓和輸入管寄生電容的KT／C噪聲也會(huì)直接影響到比較器的性能，因?yàn)檫@將會(huì)限制鎖存器的精度。同樣通過(guò)前兩級(jí)前置放大器的作用，鎖存器的輸入失調(diào)電壓等效到前置放大器的輸入端就會(huì)變得很小，因此可以較大程度上減小鎖存器的輸入失調(diào)電壓和輸入MOS管寄生電容的KT／C噪聲對(duì)比較器性能的影響。

　　設(shè)計(jì)結(jié)果分析與版圖

　　為了提高增益和工作速度，輸入對(duì)管的寬長(zhǎng)比取值要稍大些。在設(shè)計(jì)中第一級(jí)和第二級(jí)前置放大器的偏置電流取值為52μA，其增益分別為14.75和11.8，帶寬為40MHz。前置放大器的大帶寬有利于減小其響應(yīng)時(shí)間，經(jīng)過(guò)兩級(jí)放大后，第三級(jí)鎖存器的輸入電壓的最小值為Vin_min×14.75×11.8，鎖存器較大的輸入相應(yīng)地減小了鎖存器的時(shí)間常數(shù)，使鎖存器的輸出達(dá)到VOH-VOL的時(shí)間減小，實(shí)現(xiàn)了鎖存器的快速鎖存。經(jīng)過(guò)仿真，其性能參數(shù)如下：電源電壓3.3V，輸出VOH-VOL=3.3V，最小分辨率0.8mV，功耗<0.6mW，輸出動(dòng)態(tài)范圍3.3V。

　　芯片采用了0.18μm的1P6MCMOS設(shè)計(jì)工藝，在實(shí)現(xiàn)高分辨率的同時(shí)也能獲得較高的速度，模擬結(jié)果表明，分辨率可以達(dá)到12bit。在版圖設(shè)計(jì)中，為了增強(qiáng)差分管的匹配性，管子和連線都采用全對(duì)稱的設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)，版圖如圖6所示，面積為120μm×130μm。?


　　本設(shè)計(jì)介紹了一種ADC中常用的比較器，采用了兩級(jí)前置放大器和一級(jí)鎖存器組成的三級(jí)結(jié)構(gòu)，而且每一級(jí)結(jié)構(gòu)內(nèi)部都帶有內(nèi)置正反饋。本設(shè)計(jì)采用了簡(jiǎn)單的結(jié)構(gòu)，以較小的芯片面積，實(shí)現(xiàn)了較高的速度和12bit的高精度，可以廣泛應(yīng)用于高速和高精度的ADC中。