步驟1 確定開關(guān)電源的基本參數(shù)

① 交流輸入電壓最小值umin

② 交流輸入電壓最大值umax

③ 電網(wǎng)頻率Fl 開關(guān)頻率f

④ 輸出電壓VO(V)：已知

⑤ 輸出功率PO(W)：已知

⑥ 電源效率η：一般取80%

⑦ 損耗分配系數(shù)Z：Z表示次級損耗與總損耗的比值，Z=0表示全部損耗發(fā)生在初級，Z=1表示發(fā)生在次級。一般取Z=0.5

步驟2 根據(jù)輸出要求，選擇反饋電路的類型以及反饋電壓VFB

步驟3 根據(jù)輸入電壓u(例如：220V)，PO值確定輸入濾波電容CIN、整流后直流輸入電壓最小值VImin

① 令整流橋的響應時間tc=3ms

② 根據(jù)u，查出CIN值(查表，得出經(jīng)驗值)

③ 得到VImin(例如，交流220V，整流后直流電壓)確定CIN,VImin值

對于輸入濾波電容的選擇介紹的是，經(jīng)過整流橋后的濾波電容。220V/50HZ的交流市電，經(jīng)過整流橋后變成了‘饅頭波’，很顯然這個沒有經(jīng)過電容濾波的電壓是不能給后面負載用的。整流橋后的電容把‘饅頭波’變成了直流電壓，濾波電容在這里相當于一個大水缸，起到濾波和儲能的作用。這個電容一般會選擇一個大的鋁電解電容用來儲能以及濾除低頻干擾，再并聯(lián)上一個小的CBB電容用來濾除高頻干擾也可以降低輸入的阻抗值。鋁電解電容的大小一般是按照輸入功率來選擇的2uF/W，一般會留有2倍的余量。由于市電經(jīng)過整流橋后的電壓高達370V，所以選擇的電容耐壓值要大于這個值。本次選擇的是100uF/400V的鋁電解電容。

步驟4 根據(jù)u，確定VOR、VB

① 根據(jù)u由表查出VOR、VB值

② 由VB值來選擇TVS

大家都知道電感電流不能突變，因此線圈兩端將會產(chǎn)生很高的電壓，U=Ldi/dt(本文忽略電位參考方向，均以正值表示)。

如果我們再加一個繞組，根據(jù)電磁感應知識，顯然上圖中左邊線圈通I后，右邊線圈上端將感應正電壓，但是由于二極管反向，所以無電流流過次級線圈。

那么此時電流I突然消失會怎樣了?

此時由于次級線圈的存在，初級電流將按匝數(shù)關(guān)系轉(zhuǎn)換到次級線圈，即右邊線圈下端感應正電壓，二極管導通，將會有電流流過右邊的線圈。

通常我們所說的電感電流不能突變，僅僅是針對單繞組電感而言的，其本質(zhì)是磁通不能突變或能量不能突變。所以對于多繞組電感而言，一定要記住其本質(zhì)是什么。

當次級線圈有電流流過試圖維持磁芯中磁通量的時候，初級線圈又會感應到一定的電壓，下正上負，此電壓即我們通常說的反射電壓Vor。此反射電壓Vor與次級線圈的電壓是滿足匝比關(guān)系的。在反激拓撲中，初級線

圈上端接的是母線電壓Vin，所以初級線圈下端電壓即在Vin基礎上疊加了一個Vor電壓。

總的來說，必須對反射電壓有所了解，才能順利開展后面的相關(guān)計算。而理解這些問題的關(guān)鍵，就是在于對磁通(能量)的深刻理解，并保持不能夠突變，其余的同樣按照這個過程進行推導即可。

步驟5 根據(jù)Vimin和VOR來確定最大占空比Dmax

① 設定MOSFET的導通電壓VDS(ON)

② 應在u=umin時確定Dmax值，Dmax隨u升高而減小

步驟6 確定初級紋波電流IR與初級峰值電流IP的比值KRP，KRP=IR/IP

步驟7 確定初級波形的參數(shù)

步驟8 根據(jù)電子數(shù)據(jù)表和所需IP值選擇TOPSwitch芯片

對于設計一款電源電路來說，首先是要選擇一款電源管理芯片，然后是設計變壓器和反饋電路部分，最后是電路板的上電調(diào)試。隨著集成電路技術(shù)的不斷發(fā)展，電源管理芯片做的也是越來越好?，F(xiàn)在設計一款開關(guān)電源只需要選好電源芯片，然后按照芯片數(shù)據(jù)手冊把電路搭出來其基本工作就完成了一半，接下來就是調(diào)試電源的各項參數(shù)了，不像以前集成電路技術(shù)不是很成熟的時候，那時還沒有電源管理芯片，需要自己用三極管等元件搭建電源芯片所實現(xiàn)的功能電路。

①考慮電流熱效應會使25℃下定義的極限電流降低10%，所選芯片的極限電流最小值ILIMIT(min)應滿足：0.9 ILIMIT(min)≥IP

步驟9和10 計算芯片結(jié)溫Tj

①按下式結(jié)算：

Tj=[I2RMS×RDS(ON)+1/2×CXT×(VImax+VOR) 2 f ]×Rθ+25℃式中CXT是漏極電路結(jié)點的等效電容，即高頻變壓器初級繞組分布電容

②如果Tj>100℃，應選功率較大的芯片

步驟11 驗算IP IP=0.9ILIMIT(min)

① 輸入新的KRP且從最小值開始迭代，直到KRP=1

② 檢查IP值是否符合要求

③ 迭代KRP=1或IP=0.9ILIMIT(min)

步驟12 計算高頻變壓器初級電感量LP，LP單位為μH

步驟13 選擇變壓器所使用的磁芯和骨架，查出以下參數(shù)：

① 磁芯有效橫截面積Sj(cm2)，即有效磁通面積。

② 磁芯的有效磁路長度l(cm)

③ 磁芯在不留間隙時與匝數(shù)相關(guān)的等效電感AL(μH/匝2)

④ 骨架寬帶b(mm)

步驟14 為初級層數(shù)d和次級繞組匝數(shù)Ns賦值

① 開始時取d=2(在整個迭代中使1≤d≤2)

② 取Ns=1(100V/115V交流輸入)，或Ns=0.6(220V或?qū)挿秶涣鬏斎?

③ Ns=0.6×(VO+VF1)

④ 在使用公式計算時可能需要迭代

步驟15 計算初級繞組匝數(shù)Np和反饋繞組匝數(shù)NF

步驟16~步驟22 設定最大磁通密度BM、初級繞組電流密度J、磁芯的氣隙寬度δ，進行迭代。

步驟23 確定次級參數(shù)ISP、ISRMS、IRI、DSM、DSm

步驟24 確定V(BR)S、V(BR)FB

① 次級整流管最大反向峰值電壓V(BR)SV(BR)S=VO+VImax×NS/NP

② 反饋級整流管最大反向峰值電壓V(BR)FBV(BR)FB=VFB+ VImax×NF/NP

步驟25選擇鉗位二極管和阻塞二極管

步驟26 選擇輸出整流管

步驟27 利用步驟23得到的IRI,選擇輸出濾波電容COUT

① 濾波電容COUT在105℃、100KHZ時的紋波電流應≥IRI

② 要選擇等效串連電阻r0很低的電解電容

③ 為減少大電流輸出時的紋波電流IRI，可將幾只濾波電容并聯(lián)使用，以降低電容的r0值和等效電感L0

④ COUT的容量與最大輸出電流IOM有關(guān)

步驟28～29 當輸出端的紋波電壓超過規(guī)定值時，應再增加一級LC濾波器

① 濾波電感L=2.2~4.7μH。當IOM<1A時可采用非晶合金磁性材料制成的磁珠;大電流時應選用磁環(huán)繞制成的扼流圈。

② 為減小L上的壓降，宜選較大的濾波電感或增大線徑。通常L=3.3μH

③ 濾波電容C取120μF /35V，要求r0很小

步驟30 選擇反饋電路中的整流管

步驟31 選擇反饋濾波電容

反饋濾波電容應取0.1μF /50V陶瓷電容器

步驟32 選擇控制端電容及串連電阻

控制端電容一般取47μF /10V，采用普通電解電容即可。與之相串連的電阻可選6.2Ω、1/4W，在不連續(xù)模式下可省掉此電阻。

步驟33 選定反饋電路

反饋元件主要是光耦和431的選擇，光耦要選擇線性光耦，431在選擇的時候要注意431的參考電壓是多少(有1.25V的也有2.5V的)。開關(guān)電源的光耦主要是隔離、提供反饋信號和開關(guān)作用。開關(guān)電源電路中光耦的電源是從高頻變壓器次級電壓提供的,當輸出電壓低于穩(wěn)壓管電壓時給信號光耦接通，加大占空比，使得輸出電壓升高;反之則關(guān)斷光耦減小占空比，使得輸出電壓降低。一旦高頻變壓器次級負載超載或開關(guān)電路有故障，就沒有光耦電源提供，光耦就控制著開關(guān)電路不能起振，從而保護開關(guān)管不至被擊穿燒毀。TL431是TI公司生產(chǎn)的一個有良好的熱穩(wěn)定性能的三端可調(diào)分流基準源。它的輸出電壓用兩個電阻就可以任意地設置到從Vref(2.5V)到36V范圍內(nèi)的任何值。

本次選擇的光耦是EL1018，正向電流有60mA，正向電壓1.5V。EL1018具有超高的爬電距離：大于8mm，符合最新安規(guī)5000米海拔要求;絕緣電壓可達5Kvrms，符合最新安規(guī)5000米海拔要求;超低輸入啟動電流(1mA)，超低功耗驅(qū)動;符合最新的所有安規(guī)及環(huán)保要求。

本次選擇的TL431的參考電壓為2.5V。

步驟34 選擇輸入整流橋

步驟35 設計完畢

在所有的相關(guān)參數(shù)中，只有3個參數(shù)需要在設計過程中進行檢查并核對是否在允許的范圍之內(nèi)。它們是最大磁通密度BM(要求BM=0.2T~0.3T)、磁芯的氣隙寬度δ(要求δ≥0.051mm)、初級電流密度J(規(guī)定J=4～10A/mm2)。這3個參數(shù)在設計的每一步都要檢查，確保其在允許的范圍之內(nèi)。

審核編輯：湯梓紅