在上一篇文章中，我們?cè)敿?xì)介紹了BUCK電源電感的兩種工作模式CCM和DCM，及其各模式下各點(diǎn)波形的不同之處。本篇將介紹在負(fù)載電流繼續(xù)減小時(shí)，電源工作模式有哪些，以及各有什么不同。

BUCK電源的效率可以用下圖1的公式表示：

圖1

Pout是輸出功率，Pd為耗散功率。 一般情況下，占空比D越大，電源效率越高，損耗越小。 其原因可以簡(jiǎn)單的這樣理解，在開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通期間，輸入電源直接向輸出電源提供能量，其中多余的能量?jī)?chǔ)存在電感中，占空比D越大，輸入電源直接向負(fù)載輸出提供能量的時(shí)間比例就越大。對(duì)于輸出而言，在這個(gè)過(guò)程不需要電感進(jìn)行電磁能量的互相轉(zhuǎn)換，因此效率較高。而開(kāi)關(guān)管關(guān)斷期間，輸出需要電感將儲(chǔ)存的磁能轉(zhuǎn)換為電能，這是一個(gè)有損耗的過(guò)程，相對(duì)效率較低。

在輕載或者空載時(shí)，如果繼續(xù)采用固定頻率的PWM模式，由于負(fù)載電流變小，因此輸出功率Pout變小；而PWM頻率不變意味著開(kāi)關(guān)管頻率不變，則開(kāi)關(guān)管的損耗（主要是開(kāi)關(guān)損耗）不變，相應(yīng)地?fù)p耗頻率所占比例就變大，從而降低了電源的輸出轉(zhuǎn)換效率。因此，為了提高電源在輕載時(shí)的轉(zhuǎn)換效率，一般會(huì)采用其他工作模式，比如常見(jiàn)的Pulse Skip Mode脈沖跳躍模式、Burst Mode突發(fā)模式、Forced Continuous Mode強(qiáng)迫連續(xù)模式（該模式不會(huì)提高輸出效率）。

1. PSM模式

由前述的DCM模式可知，占空比D會(huì)隨著負(fù)載電流的減小而減小，但是無(wú)法一直減小，因?yàn)锽UCK控制器有最小導(dǎo)通時(shí)間限制，比如凌特的LTC3624芯片，這個(gè)時(shí)間為60ns左右，占空比D為6%。若負(fù)載電流繼續(xù)減小，由于占空比D無(wú)法繼續(xù)減小，則BUCK控制器會(huì)拋棄一些開(kāi)關(guān)脈沖，即在一個(gè)開(kāi)關(guān)脈沖的時(shí)間內(nèi)，對(duì)輸出電容充入足夠的電荷，使電容能夠在沒(méi)有開(kāi)關(guān)脈沖的時(shí)間段內(nèi)，維持對(duì)輸出負(fù)載的供電，PWM演變到PSM的過(guò)程波形如圖2所示，LTC3624芯片的PSM波形如圖3所示。相對(duì)于正常的PWM模式，PSM模式開(kāi)關(guān)脈沖的頻率大大降低。

圖2

圖3

2. 突發(fā)模式

以LT3624為例，其突發(fā)模式的原理框圖如圖4所示，F(xiàn)B反饋電壓連接到誤差放大器的反相輸入端，與正相輸入端的參考電壓0.6V進(jìn)行做差放大運(yùn)算后，輸出ITH電壓連接到遲滯比較器的同相輸入端，遲滯比較器的反相輸入端連接另一個(gè)參考電壓V。同相輸入的遲滯比較器的輸出特性曲線如圖5所示，其具有上下兩個(gè)閾值Ul和Uh。

圖4

圖5

正常工作時(shí)，系統(tǒng)處于PWM工作模式，沒(méi)有進(jìn)入突發(fā)模式。當(dāng)負(fù)載降低，電流變小時(shí)，輸出電壓升高，反饋電壓FB也相應(yīng)升高。由于反饋電壓FB連接的是誤差放大器的反相端，因此，輸入誤差放大器的差值（0.6-FB）變小，使誤差放大器的輸出ITH變小，如圖5中綠色曲線所示，直到ITH小于遲滯比較器的閾值Ul，遲滯比較器輸出從高電平翻轉(zhuǎn)為低電平，系統(tǒng)進(jìn)入突發(fā)模式，關(guān)閉開(kāi)關(guān)管，輸入停止向輸出提供能量。此時(shí)由輸出端的電容向負(fù)載維持輸出，電容電壓慢慢降低，反饋電壓FB也跟著降低，誤差放大器的輸入差值變大，ITH變大，如圖5中紅色曲線所示，直到ITH大于遲滯比較器的閾值Uh，遲滯比較器輸出再次從低電平翻轉(zhuǎn)為高電平，系統(tǒng)退出突發(fā)模式。LT3624芯片的突發(fā)模式波形如圖6所示。類似于PSM模式，突發(fā)模式下開(kāi)關(guān)脈沖的頻率相對(duì)PWM模式也大大降低。

圖6

由于突發(fā)模式開(kāi)關(guān)脈沖頻率大大降低，并且開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間很短，因此大大降低了開(kāi)關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗，提高了系統(tǒng)的輸出效率，但同時(shí)由于大部分時(shí)間的輸出由電容維持，因此輸出電壓紋波較大。

由上述分析過(guò)程可知，突發(fā)模式類似于控制理論中的Bang-Bang控制，有兩個(gè)閾值，其輸出電壓紋波大小由遲滯比較器的上下兩個(gè)閾值Ul和Uh決定。LT3624芯片的突發(fā)模式的電流設(shè)定值為800mA。

最近使用TI芯片設(shè)計(jì)的電源，其在輕載模式下會(huì)進(jìn)入ECO模式，本質(zhì)有點(diǎn)類似于突發(fā)模式，實(shí)測(cè)輕載波形如圖7所示。

圖7

3. FCM模式

強(qiáng)迫連續(xù)模式主要針對(duì)同步Buck而言，即續(xù)流二極管使用MOS管代替的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖8所示。當(dāng)負(fù)載電流降低到一定值時(shí)，PSM模式的電感電流等于0時(shí)，二極管將維持截止?fàn)顟B(tài)，直到下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期進(jìn)行下一個(gè)循環(huán)。而對(duì)于強(qiáng)迫連續(xù)模式，在電感電流為0時(shí)，下側(cè)的同步MOS管Q2仍然導(dǎo)通，因此 輸出電容的電壓將反向加載在電感兩端（左負(fù)右正） ，電感的電流開(kāi)始反向流動(dòng) ，即從圖8中電感L的右側(cè)流向左側(cè)，從0開(kāi)始增加到一定值，直到同步管Q2關(guān)斷，開(kāi)關(guān)管Q1導(dǎo)通，此時(shí)輸入電壓重新正向加載在電感兩端（左正右負(fù)），電感電流從負(fù)值開(kāi)始正向增加到0，并達(dá)到一定值，電流波形如圖9所示。由此可見(jiàn)，輸出既可以提供電流也可以吸收電流。由于開(kāi)關(guān)管和同步管每個(gè)周期都在工作，因此系統(tǒng)的開(kāi)關(guān)損耗較大，輸出效率較低，輸出電壓的紋波較小。

圖8

圖9

4. 總結(jié)

由上述分析可知，突發(fā)模式和PSM模式的開(kāi)關(guān)脈沖頻率相對(duì)于正常的PWM模式都大大降低。因此，開(kāi)關(guān)脈沖頻率有可能降低到20~20KHz的聽(tīng)覺(jué)音頻范圍內(nèi)，此時(shí)，電源系統(tǒng)中的電感和電容極有可能會(huì)發(fā)生嘯叫。關(guān)于嘯叫，后續(xù)有機(jī)會(huì)單獨(dú)寫(xiě)一篇文章介紹。

另外，突發(fā)模式具有最高的輕載效率，其次是PSM模式，F(xiàn)CM模式輕載效率最低。FCM模式具有最好的輕載調(diào)整率和最小的輸出電壓紋波，其次是PSM模式，突發(fā)模式最差。