LTC3835-1：高性能同步降壓控制器的深度剖析與應用指南

在電子工程師的日常設計工作中，選擇合適的電源管理芯片至關重要。今天，我們就來詳細探討一下凌力爾特（現屬亞德諾半導體）的LTC3835-1低IQ同步降壓控制器，了解它的特點、工作原理、應用設計以及相關注意事項。

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芯片概述

LTC3835-1是一款高性能的同步降壓開關穩(wěn)壓器控制器，它能夠驅動全N溝道同步功率MOSFET級。其采用恒定頻率電流模式架構，可實現高達650kHz的鎖相頻率。該芯片具有低靜態(tài)電流（IQ）的特點，在電池供電系統中能有效延長工作時間。同時，它還具備寬輸入電壓范圍、高精度輸出電壓、多種工作模式等優(yōu)點，適用于汽車系統、電信系統、電池供電數字設備和分布式直流電源系統等多種應用場景。

芯片特性

電氣性能卓越

1. 寬輸出電壓范圍：輸出電壓范圍為0.8V至10V，能滿足多種不同電壓需求的應用。
2. 低工作IQ：僅80μA的低工作靜態(tài)電流，在電池供電系統中能顯著降低功耗，延長電池續(xù)航時間。
3. 高精度輸出：具備±1%的輸出電壓精度，確保輸出電壓的穩(wěn)定性和準確性。
4. 寬輸入電壓范圍：輸入電壓范圍為4V至36V，可適應多種電池化學特性和電源類型。
5. 鎖相頻率可調：相位可鎖定的固定頻率范圍為140kHz至650kHz，方便與其他電路進行同步。
6. 雙N溝道MOSFET同步驅動：采用雙N溝道MOSFET同步驅動，提高了轉換效率。
7. 極低壓差工作：可實現99%的占空比，在低壓差情況下仍能穩(wěn)定工作。
8. 可調輸出電壓軟啟動或跟蹤：通過TRACK/SS引腳可實現輸出電壓的軟啟動或跟蹤功能，避免上電時的電壓過沖。
9. 輸出電流折返限制：具備輸出電流折返限制功能，在短路等異常情況下保護芯片和電路。
10. 輸出過壓保護：設有輸出過壓保護功能，防止輸出電壓過高損壞負載。
11. 低關斷IQ：關斷時靜態(tài)電流僅10μA，進一步降低功耗。
12. 可選工作模式：在輕負載時可選擇連續(xù)、脈沖跳過或Burst Mode? 等工作模式，以優(yōu)化效率。

封裝形式多樣

提供16引腳窄SSOP或3mm × 5mm DFN封裝，便于不同的PCB布局和設計需求。

工作原理

主控制回路

LTC3835-1采用恒定頻率、電流模式降壓架構。在正常工作時，外部頂部MOSFET在時鐘置位RS鎖存器時導通，當主電流比較器ICMP復位RS鎖存器時關斷。ICMP觸發(fā)并復位鎖存器的峰值電感電流由ITH引腳電壓控制，該電壓是誤差放大器EA的輸出。誤差放大器將VFB引腳的輸出電壓反饋信號與內部0.800V參考電壓進行比較，當負載電流增加時，VFB相對參考電壓略有下降，EA會增加ITH電壓，直到平均電感電流與新的負載電流匹配。

INTVCC電源

頂部和底部MOSFET驅動器以及大多數其他內部電路的電源來自INTVCC引腳。內部5.25V低壓差線性穩(wěn)壓器從VIN提供INTVCC電源。頂部MOSFET驅動器由浮動自舉電容CB偏置，通常在頂部MOSFET關斷時通過外部二極管在每個關斷周期內充電。如果輸入電壓VIN降至接近VOUT的電壓，環(huán)路可能進入壓差狀態(tài)，嘗試連續(xù)導通頂部MOSFET。壓差檢測器會檢測到這種情況，并每十個周期強制頂部MOSFET關斷約時鐘周期的十二分之一，以允許CB充電。

關斷和啟動

通過RUN引腳可實現LTC3835-1的關斷。將該引腳拉低至0.7V以下，可關閉控制器的主控制回路，此時芯片僅消耗10μA的靜態(tài)電流。釋放RUN引腳后，內部0.5μA電流會將引腳拉高，使控制器啟用。也可通過外部上拉或邏輯直接驅動RUN引腳，但需注意不要超過該引腳的絕對最大額定值7V。

輸出電壓VOUT的啟動由TRACK/SS引腳的電壓控制。當TRACK/SS引腳電壓低于0.8V內部參考電壓時，LTC3835-1將VFB電壓調節(jié)到TRACK/SS引腳電壓，而不是0.8V參考電壓。通過在TRACK/SS引腳與SGND之間連接外部電容，可實現軟啟動功能。內部1μA上拉電流對該電容充電，使TRACK/SS引腳電壓線性上升，從而使輸出電壓VOUT從0V平穩(wěn)上升到最終值。此外，TRACK/SS引腳還可用于使VOUT在啟動時跟蹤另一個電源。

輕負載電流操作

LTC3835-1在低負載電流時可選擇進入高效Burst Mode操作、恒定頻率脈沖跳過模式或強制連續(xù)導通模式。選擇Burst Mode操作時，將PLLIN/MODE引腳連接到低于0.8V的直流電壓；選擇強制連續(xù)操作時，將PLLIN/MODE引腳連接到INTVCC；選擇脈沖跳過模式時，將PLLIN/MODE引腳連接到大于0.8V且小于INTVCC - 0.5V的直流電壓。

頻率選擇和鎖相環(huán)

開關頻率的選擇是效率和組件尺寸之間的權衡。低頻操作可通過減少MOSFET開關損耗來提高效率，但需要更大的電感和/或電容來保持低輸出紋波電壓。LTC3835-1的控制器開關頻率可通過PLLLPF引腳進行選擇。如果PLLIN/MODE引腳未由外部時鐘源驅動，可將PLLLPF引腳浮空、連接到INTVCC或SGND，分別選擇400kHz、530kHz或250kHz的開關頻率。

LTC3835-1還具有鎖相環(huán)（PLL），可將內部振蕩器與連接到PLLIN/MODE引腳的外部時鐘源同步。此時，應在PLLLPF引腳和SGND之間連接一個串聯RC作為PLL的環(huán)路濾波器。LTC3835-1的鎖相環(huán)典型捕獲范圍約為115kHz至800kHz，保證在140kHz至650kHz之間鎖定到外部時鐘源。

輸出過壓保護

過壓比較器可防止輸出電壓出現瞬態(tài)過沖以及其他可能導致輸出過壓的嚴重情況。當VFB引腳電壓比其調節(jié)點0.800V高出10%以上時，頂部MOSFET關斷，底部MOSFET導通，直到過壓情況消除。

應用設計

輸出電流的Rsense選擇

Rsense的值根據所需輸出電流來選擇。電流比較器的最大閾值為100mV/Rsense，輸入共模范圍為SGND至10V。電流比較器閾值設置電感電流的峰值，最大平均輸出電流IMAX等于峰值減去峰峰值紋波電流ΔIL的一半。考慮到IC和外部組件值的變化，可使用公式(R{SENSE }=frac{80 mV}{I{MAX}})來計算Rsense的值。在極低壓差條件下使用控制器時，由于降壓調節(jié)器在占空比大于50%時需要內部補償以滿足穩(wěn)定性標準，最大輸出電流水平會降低?？筛鶕僮髡伎毡鹊那€來估計峰值輸出電流水平的降低。

工作頻率和同步

工作頻率的選擇是效率和組件尺寸之間的權衡。低頻操作可通過減少MOSFET開關損耗（包括柵極電荷損耗和過渡損耗）來提高效率，但對于給定的紋波電流，需要更大的電感。LTC3835-1的內部振蕩器在PLLLPF引腳浮空且PLLIN/MODE引腳為直流低或高時，標稱運行頻率為400kHz。將PLLLPF拉至INTVCC可選擇530kHz操作；將PLLLPF拉至SGND可選擇250kHz操作。此外，LTC3835-1可與施加到PLLIN/MODE引腳的頻率在140kHz至650kHz之間的時鐘信號進行鎖相。

電感值計算

工作頻率和電感選擇相互關聯，較高的工作頻率允許使用較小的電感和電容值。但較高的頻率通常會因MOSFET柵極電荷損耗而導致效率降低。電感值對紋波電流有直接影響，電感紋波電流ΔIL隨電感或頻率的增加而減小，隨VIN的增加而增加，計算公式為(Delta I{L}=frac{1}{(f)(L)} V{OUT }left(1-frac{V{OUT }}{V{IN }}right))。選擇合理的紋波電流起始值為ΔIL = 0.3(IMAX)，最大ΔIL發(fā)生在最大輸入電壓時。電感值還會對Burst Mode操作產生影響，較低的電感值（較高的ΔIL）會使Burst Mode操作在較低負載電流時開始，可能導致低電流操作上限范圍內的效率下降。在Burst Mode操作中，較低的電感值會使突發(fā)頻率降低。

電感磁芯選擇

確定電感值后，需要選擇合適的電感磁芯。高效轉換器通常不能承受低成本鐵粉芯的磁芯損耗，因此需要使用更昂貴的鐵氧體或鉬坡莫合金磁芯。對于固定電感值，實際磁芯損耗與磁芯尺寸無關，但與所選電感密切相關。電感增加時，磁芯損耗降低，但需要更多的匝數，從而增加銅損。鐵氧體設計具有非常低的磁芯損耗，在高開關頻率下更受青睞，設計目標可集中在銅損和防止飽和上。鐵氧體磁芯材料在超過峰值設計電流時會“硬”飽和，導致電感突然下降，從而使電感紋波電流和輸出電壓紋波突然增加，因此要避免磁芯飽和。

功率MOSFET和肖特基二極管（可選）選擇

每個LTC3835-1控制器需要選擇兩個外部功率MOSFET：一個用于頂部（主）開關的N溝道MOSFET和一個用于底部（同步）開關的N溝道MOSFET。峰值驅動電平由INTVCC電壓設置，通常在啟動時為5V，因此大多數應用中需要使用邏輯電平閾值MOSFET。唯一的例外是如果預計輸入電壓較低（VIN < 5V），則應使用亞邏輯電平閾值MOSFET（VGS(TH) < 3V）。同時，要密切關注MOSFET的BV規(guī)格，大多數邏輯電平MOSFET限制在30V或更低。

功率MOSFET的選擇標準包括“導通”電壓和最大輸出電流。米勒電容CMILLER可根據MOSFET制造商數據手冊中提供的柵極電荷曲線進行近似計算。在連續(xù)模式下，頂部和底部MOSFET的占空比分別為： [Synchronous Switch Duty Cycle =frac{V{I N}-V{OUT }}{V{I N}}] [Main Switch Duty Cycle =frac{V{OUT }}{V_{I N}}]

MOSFET在最大輸出電流時的功率損耗計算公式為： [P{MAIN }= frac{V{OUT }}{V{IN }}left(I{MAX }right)^{2}(1+delta) R{DS(ON)}+ left(V{IN }right)^{2}left(frac{I{MAX }}{2}right)left(R{DR}right)left(C{MILER }right) cdot left[frac{1}{V{INTVCC }-V{THMIN }}+frac{1}{V{THMIN }}right](f)] [P{S Y N C}=frac{V{I N}-V{OUT }}{V{I N}}left(I{MAX }right)^{2}(I+delta) R{DS(O N)}] 其中，δ是RDS(ON)的溫度依賴性，RDR（約2Ω）是MOSFET米勒閾值電壓下的有效驅動電阻，VTHMIN是典型MOSFET最小閾值電壓。

可選的肖特基二極管D1在兩個功率MOSFET導通之間的死區(qū)時間內導通，可防止底部MOSFET的體二極管導通，避免在死區(qū)時間內存儲電荷并需要反向恢復時間，從而在高VIN時可提高約3%的效率。一般來說，1A至3A的肖特基二極管是兩種操作區(qū)域的良好折衷選擇，較大的二極管由于其較大的結電容會導致額外的過渡損耗。

Cin和Cout選擇

在連續(xù)模式下，頂部MOSFET的源電流是占空比為(VOUT)/(VIN)的方波。為防止大的電壓瞬變，必須使用一個根據單通道最大RMS電流大小選擇的低ESR電容。最大RMS電容電流計算公式為： [C{IN } Required I{RMS } approx frac{I{MAX }}{V{IN }}left[left(V{OUT }right)left(V{IN }-V_{OUT }right)right]^{1 / 2}] 該公式在VIN = 2VOUT時達到最大值，此時IRMS = IOUT / 2。這個簡單的最壞情況條件常用于設計，因為即使有顯著偏差也不會有太大改善。需要注意的是，電容器制造商的紋波電流額定值通?；?000小時的壽命，因此建議進一步降額使用電容器，或選擇額定溫度高于要求的電容器。也可并聯多個電容器以滿足設計中的尺寸或高度要求。由于LTC3835-1的工作頻率較高，陶瓷電容器也可用于Cin。如有疑問，應咨詢制造商。

Cout的選擇主要由有效串聯電阻（ESR）決定。通常，一旦滿足ESR要求，電容就足以進行濾波。輸出紋波（ΔVOUT）可近似為： [Delta V{OUT } approx I{RIPPLE }left(ESR+frac{1}{8 fC_{OUT }}right)] 其中，f是工作頻率，Cout是輸出電容，IRIPPLE是電感中的紋波電流。輸出紋波在最大輸入電壓時最高，因為IRIPPLE隨輸入電壓增加而增加。

設置輸出電壓

LTC3835-1的輸出電壓由仔細跨接在輸出端的外部反饋電阻分壓器設置，計算公式為： [V{OUT }=0.8 V cdotleft(1+frac{R{B}}{R_{A}}right)] 為提高頻率響應，可使用前饋電容CFF。同時，要特別注意將VFB線遠離噪聲源，如電感和SW線。

SENSE+和SENSE–引腳

電流比較器的共模輸入范圍為0V至10V，在該范圍內提供連續(xù)線性操作，允許輸出電壓從0.8V到10V。電流比較器的輸入級根據輸出電壓需要從SENSE引腳提供或吸收電流。如果輸出電壓低于1.5V，電流將從兩個SENSE引腳流出到主輸出。在這種情況下，可通過Vout電阻分壓器輕松預加載輸出，以補償電流比較器的負輸入偏置電流。由于VFB被伺服到0.8V參考電壓，圖1中的RA應選擇小于0.8V/ISENSE，其中ISENSE根據指定輸出電壓從圖2中確定。

跟蹤和軟啟動（TRACK/SS引腳）

輸出電壓VOUT的啟動由TRACK/SS引腳的電壓控制。當TRACK/SS引腳電壓低于內部0.8V參考電壓時，LTC3835-1將VFB引腳電壓調節(jié)到TRACK/SS引腳電壓，而不是0.8V。TRACK/SS引腳可用于編程外部軟啟動功能，或使VOUT在啟動時“跟蹤”另一個電源。

軟啟動可通過在TRACK/SS引腳與地之間連接一個電容來實現。內部1μA電流源對電容充電，在TRACK/SS引腳提供線性斜坡電壓。LTC3835-1將根據TRACK/SS引腳的電壓調節(jié)VFB引腳（從而調節(jié)VOUT），使VOUT從0V平穩(wěn)上升到最終調節(jié)值?？傑泦訒r間約為： [t{S S}=C{S S} cdot frac{0.8 V}{1 mu A}]

此外，TRACK/SS引腳還可用于在啟動時跟蹤兩個（或多個）電源。通過將電阻分壓器從主電源（VX）連接到從電源（VOUT）的TRACK/SS引腳，VOUT將根據電阻分壓器設置的比例跟蹤VX。對于同步跟蹤（VOUT = VX在啟動時），RA = RTRACKA且RB = RTRACKB。

INTVCC調節(jié)器

LTC3835-1具有內部P溝道低壓差線性穩(wěn)壓器（LDO），從VIN電源引腳為INTVCC引腳提供電源。INTVCC為柵極驅動器和LTC3835-1的大部分內部電路供電。VIN LDO將INTVCC引腳的電壓調節(jié)到5.25V，可提供50mA的峰值電流，并且必須通過至少4.7μF鉭電容、10μF特殊聚合物電容或低ESR電解電容接地旁路。如果添加一個1Ω電阻與電容串聯，也可使用最小4.7μF的陶瓷電容。無論使用哪種類型的大容量電容，都強烈建議在INTVCC和PGND IC引腳旁邊直接放置一個額外的1μF陶瓷電容。良好的旁路對于提供MOSFET柵極驅動器所需的高瞬態(tài)電流以及防止通道之間的相互作用非常重要。

故障條件：電流限制和電流折返

LTC3835-1包括電流折返功能，以幫助在輸出短路到地時限制負載電流。如果輸出降至其標稱輸出水平的70%以下，最大感測電壓將從100mV逐漸降低到30mV。在占空比非常低的短路條件下，LTC3835-1將開始跳周期以限制短路電流。在這種情況下，底部MOSFET將消耗大部分功率，但比正常操作時少。短路紋波電流由LTC3835-1的最小導通時間tON(MIN)（約180ns）、輸入電壓和電感值決定： [Delta I{L(S C)}=t{ON(MIN)}left(V{IN} / Lright)] 由此產生的短路電流為： [I{S C}=frac{10 mV}{R{SENSE }}-frac{1}{2} Delta I{L(S C)}]

故障條件：過壓保護（撬棒）

過壓撬棒設計用于在穩(wěn)壓器輸出電壓遠高于標稱水平時熔斷系統輸入保險絲。撬棒會導致大電流流動，熔斷保險絲以防止在控制器運行時頂部MOSFET短路。

比較器監(jiān)測輸出是否存在過壓情況。比較器（