摘要：IC設計中，把高頻率的開關電路和高電壓電路結合在一起是一件非常困難的事情。然而，在提供適當高壓保護的前提下，設計高頻汽車電源是完全可行的。隨著汽車中集成越來越多的電子設備，對高頻工作的需求也越來越迫切。本文討論幾種在汽車的嘈雜環(huán)境下保護低壓電路的方法，包括噪聲抑制的測試結果。

概述

對于電源系統(tǒng)設計人員來說，電路密度的提高既是挑戰(zhàn)也是機會。多數(shù)汽車電子模塊要求低壓供電，如5V、3.3V。如果通過線性降壓方案將電池電壓轉換成所需電壓，會消耗過多的能量。過多的功率耗散則會提高溫度管理系統(tǒng)的設計難度和成本，隨著處理器和ASIC工作速度的提升，需要消耗更大功率，這就要求使用結構復雜的高效開關轉換器取代簡單的低成本、低效率線性電源。

開關轉換器的優(yōu)勢

工作在高開關頻率的電源允許選用小尺寸有源元件，如電感、電容，由此可見，開關電路的尺寸取決于電源工作頻率。一個高效轉換器不僅能夠降低功耗，還可以節(jié)省空間和昂貴的散熱器。因此，使用開關轉換器可以使電源模塊的總尺寸減小。考慮到這些優(yōu)點，開關轉換器成為車身控制、信息系統(tǒng)、引擎控制電路的理想電源管理方案。

開關轉換器的選擇

開關頻率對于開關轉換器設計非常重要，因為開關電源的很多問題都與工作頻率有關。開關頻率和它的高次諧波會對其他電路產(chǎn)生電磁干擾，例如，一個調幅收音機對于530kHz到1710kHz的干擾非常敏感。開關頻率超過1710kHz時才能消除基波和高次諧波的干擾。測試數(shù)據(jù)顯示，中等電壓、高頻處理器配合簡單的保護電路，正如Maxim產(chǎn)品所采用的架構，可以提供完美的汽車電源管理方案。所以，設計人員不需要高壓控制方案即可設計合理的開關轉換器。

隨著開關頻率的增加，電路的能量損耗會增大，這在一定程度上削弱了高頻工作的優(yōu)勢。因為開關的損耗與工作電壓的平方成正比，在高輸入電壓下開關損耗會更高。典型的汽車電源管理IC需要支持較高電壓(40V或更高)，以承受甩負載和瞬態(tài)過壓。處理高壓則需較大的芯片尺寸和較厚的柵極，對應的溝道尺寸較長，造成較長的傳輸延時。這樣，固有的低速處理過程也降低了轉換效率，因為開關切換時較長的上升/下降時間會引起較大的開關損耗。

Maxim采用先進的處理工藝提高了轉換器的開關效率，為中等電壓提供出色的高速轉換設計方案。以MAX5073為例，它有2路工作在2.2MHz開關頻率的升/降壓轉換控制器，支持23V輸入。轉換器異相工作使其能夠工作在4.4MHz頻率下，并保持較高的轉換效率。

假設開關轉換器能夠抑制電源干擾，需要考慮的另一個問題是：汽車應用是否真的需要高壓工作IC？下面我們通過討論汽車電源的干擾以及對低壓電路的保護措施回答上述問題。

電源的過壓條件

過壓保護(OV)器件能夠隔離汽車電子系統(tǒng)中連線(通常連接到主電源)所產(chǎn)生的高壓傳導，有效保護電子電路。對傳導干擾的承受能力稱為傳導抑制。

汽車制造商和標準組織定義了各種測試方法來評估電路的傳導抑制，汽車OEM廠商的要求大多出自ISO7637標準。以下歸納了與汽車電子應用相關的過壓保護問題，但并未全面概括所有與傳導干擾相關的細節(jié)。

穩(wěn)態(tài)過壓保護

持續(xù)時間較長的過壓條件被看作穩(wěn)態(tài)過壓，例如，過壓持續(xù)時間超過了對應器件的熱時間常數(shù)。這種情況下，連續(xù)的功率耗散引起溫度快速上升成為首要問題，穩(wěn)態(tài)過壓通常包括以下幾種情況：失效的交流電機調節(jié)器、雙電池突發(fā)啟動或和電池反接，以下是各項詳細說明。

失效交流電機調節(jié)，調節(jié)交流電機的輸出，通過控制勵磁繞組的電流幅度調整速度、負荷及溫度。調節(jié)過程通常由電路(電壓調節(jié)器)完成，利用脈寬調制(PWM)電機的勵磁繞組保持穩(wěn)定的電機輸出。電壓調節(jié)器的典型輸出設置為13.5V。然而，電壓調節(jié)器會出現(xiàn)失效，無論負載或輸出電壓處于何種條件，都將作用一個滿量程勵磁電流。

發(fā)生失效時，整個系統(tǒng)都要承受高于13.5V (實際電壓取決于汽車速度、負荷極其他條件)的電壓，典型的調節(jié)器失效OEM測試要求是在18V持續(xù)一個小時。大部分系統(tǒng)要求符合這個測試條件，雖然有些舒適度和便利功能允許在這種情況下偏離其正常工作狀態(tài)。

雙電池突發(fā)啟動，這是另外一種穩(wěn)態(tài)過壓條件，一般發(fā)生在拖車或維修人員使用24V電原發(fā)動不工作的汽車，或對完全放電的電池進行充電的情況下，對于這種情況，典型的 OEM測試要求是在24V下持續(xù)2分鐘。有些與安全、引擎管理相關的系統(tǒng)需要保證在這種條件下能夠工作。

電池反接，在生產(chǎn)和維修過程中可能會出現(xiàn)電池反接情況，這時，要求大多數(shù)系統(tǒng)可以不工作，但一定要保證不會損壞。典型測試要求是在-14V下持續(xù)一分鐘，這個測試對系統(tǒng)來說是個挑戰(zhàn)，因為需要大電流或低壓降。

瞬態(tài)過壓保護

汽車系統(tǒng)中，大多數(shù)過壓條件都是由感性負載的開關操作引起的瞬態(tài)過壓，這類負載包括啟動電機、燃油泵、車窗電機、繼電器線圈、螺線管、點火器件和分布電感等。任何感性負載上的脈沖電流都會產(chǎn)生過壓脈沖。根據(jù)幅度、持續(xù)時間的要求，可以選擇濾波器、金屬氧化物可變電阻、瞬態(tài)電壓抑制器等抑制這類瞬態(tài)過壓。圖1至圖4說明了ISO7637對過壓抑制的要求，表1是對ISO7637規(guī)定的總結。


圖1. 周期性的開關操作會產(chǎn)生周期性的負脈沖，幅度在(80V至-150V，持續(xù)時間1ms至140ms，典型源阻抗為5Ω至25Ω。


圖2. 周期性的開關操作使電路產(chǎn)生正向脈沖電壓，幅度在+75V至+150V，典型持續(xù)時間50μs。典型源阻抗為2Ω至10Ω。


圖3. 周期性開關操作在電路中產(chǎn)生-150V、100ns的負脈沖(3a)和100V、100ns的正脈沖(3b)，源阻抗典型值為50Ω。


圖4. 交流電機以大電流給放電電池充電時突然中斷，將會產(chǎn)生一個甩負載脈沖。電流突降會在電機輸出端產(chǎn)生一個高壓，以保持系統(tǒng)內部的總能量。瞬態(tài)持續(xù)過程取決于電機勵磁電路的時間常數(shù)和調節(jié)器的響應時間。

表1. 來自不同OEM的傳導抑制測試*

Pulse Type		OEM#1	OEM#2	OEM#3	OEM#4	OEM#5	OEM#6	OEM#7	OEM#8
Pulse 1	Td	2ms	2ms	2ms	2ms	5ms	50μs	140ms	46ms
	Vp	-100V	-100V	-100V	-150V	-100V	-100V	-80V	-80V
	Rs	10Ω	10Ω	10Ω	10Ω	25Ω	10Ω	5Ω	20Ω
Pulse 2	Td	50μs	50μs	50μs	50μs	?	2ms	5.7μs	?
	Vp	150V	50V	100V	75V	?	200V	110V	?
	Rs	4Ω	2Ω	10Ω	2Ω	?	10Ω	0.24Ω	?
Pulse 3a	Td	100ns	100ns	100ns	100ns	?	100ns	4.6ms	?
	Vp	-150V	-150V	-150V	-112V	?	-150V	-260V	?
	Rs	50Ω	50Ω	50Ω	50Ω	?	50Ω	34Ω	?
Pulse 3b	Td	100ns	100ns	100ns	100ns	?	100ns	?	?
	Vp	100V	100V	100V	75V	?	100V	?	?
	Rs	50Ω	50Ω	50Ω	50Ω	?	50Ω	?	?
Pulse 5	Td	300ms	400ms	300ms	?	120ms	?	500ms	380ms
	Vp	50V	100V	43.5V	?	80V	?	70V	60V
	Rs	0.5Ω	2Ω	0.5Ω	?	2.5Ω	?	0.5Ω	0.75Ω

*電壓及持續(xù)時間僅供參考，實際測量數(shù)據(jù)可能有所變化。

如上所述，電池電壓不能直接供給低電壓、高性能開關轉換器，而是將電池連接到瞬態(tài)電壓抑制起，如MOV或旁路電容及其后續(xù)的傳統(tǒng)限幅電路。這些簡單電路一般采用p溝道MOSFET構成(圖5a)。p溝道MOSFET的額定電壓為50V至100V，具體取決于VBAT輸入端的瞬態(tài)電壓。

利用12V齊納二極管(Z1)保護MOSFET的柵-源極，防止柵-源電壓超過VGSMAX, 當輸入電壓(VBAT)低于齊納管Z2的擊穿電壓時，MOSFET處于飽和狀態(tài)。輸入電壓發(fā)生瞬變時，MOSFET將阻止高于Z2擊穿電壓的電壓通過。這個電路的缺點是使用了一個昂貴的p溝道MOSFET和許多外圍元件。


圖5a. 輸入限幅電路(保護電路)采用了一個p溝道MOSFET。

另一方案是使用NPN晶體管，NPN管的基極電壓嵌位在VZ3, 將發(fā)射極電壓調整在(VZ3 - VBE)。這個方案成本較低，但VBE壓降產(chǎn)生一定的損耗：PLOSS = IIN x VBE。另外，VBE壓降也增加對電池最小工作電壓的要求，尤其是在冷啟動情況(圖5b)。第三個方案是使用n溝道MOSFET，n溝道MOSFET的選擇范圍較廣，而且便宜，可以作為隔離元件使用。其柵極驅動比較復雜，要求VG高于源極電壓。


圖5b. 輸入限幅電路(保護電路)采用了一個NPN晶體管。


圖5c. 輸入限幅電路(保護電路)采用了一個n溝道MOSFET。

圖5c給出了一個使用n溝道MOSFET開關的隔離電路，甩負載情況下，當VBAT電壓超過設置門限時，MOSFET完全關閉。隨后，只要VBAT電壓高于設置門限，MOSFET將一直保持關閉狀態(tài)。過壓保護控制器MAX6398可以汽車過壓(如甩負載或雙電池供電)時，控制n溝道MOSFET，保護高性能電源，圖6給出了方案的原理框圖。圖7至圖9給出了實驗室和實際工作環(huán)境下的噪聲抑制測試結果，所采用的是n溝道MOSFET瞬態(tài)保護電路。


圖 6. MAX5073 2MHz buck轉換器配合MAX6398保護開關的典型電路，該設計具有高性能以及較高的抗干擾能力。


圖7. MAX5073雙buck轉換器的輸入紋波、開關波形測試結果，轉換器分別工作在2.2MHz開關頻率，輸入電容紋波的的頻率為4.4MHz (CH1 = 第2路時鐘源; CH2 = 第1路時鐘源; CH3 = 輸入電容紋波; CH4 = 時鐘輸出)。


圖8A和8B. 脈沖(80V，120ms，OEM#5)作用在保護器的輸入， MAX5073連接在保護器的輸出，監(jiān)測轉換器的第1路和第2路輸出。

圖中波形為圖6所示保護器輸出和兩路轉換器輸出的響應特性，時間刻度分別為1s/cm (A)和1ms/cm (B)。(CH1 = VBAT; CH2 = VPROT; CH3 = 第1路輸出; CH4 = 第2路輸出)


圖9A和圖9B. 脈沖(70V，500ms)作用在圖6所示保護開關的輸入，MAX5073連接到保護器的輸出，監(jiān)測轉換器的第1路輸出和第2路輸出。

圖中波形為保護器輸出和兩路轉換器輸出的響應特性，時間刻度分別為1s/cm (A)和200μs/cm (B)。(CH1 = VBAT; CH2 = VPROT; CH3 = 第1路輸出; CH4 = 第2路輸出)

如圖9所述，MAX6398功能模塊完全支持汽車應用中的甩負載設計，提供低電壓、高性能輸出。利用保護電路、低電壓、高頻工作特性可有效節(jié)省電路板空間，降低成本。