當(dāng)今照明領(lǐng)域，LED憑借其壽命長、功耗低、無污染等優(yōu)點(diǎn)成為未來發(fā)展趨勢。然而，要針對不同的應(yīng)用場合，分別設(shè)計(jì)一個獨(dú)特的芯片，目前情況是不可行的。因此，能夠使電源與負(fù)載相互獨(dú)立的電源管理芯片被廣泛應(yīng)用。在這些芯片中，無論是電壓還是電流控制模式，都會通過檢測電感電流進(jìn)行過流保護(hù)。在電流模式中，采樣電流還被用作環(huán)路控制。

提出的電流采樣技術(shù)用于一種滯環(huán)恒流控制大功率LED驅(qū)動電路中，除具有環(huán)路控制與過流保護(hù)的功能外，還具有電壓補(bǔ)償?shù)墓δ芗敖Y(jié)構(gòu)簡單的特點(diǎn)。

1 采樣方式的分析與選擇

1.1 現(xiàn)有采樣技術(shù)

表1中列出了現(xiàn)有的幾種電流檢測技術(shù)并列舉了其優(yōu)缺點(diǎn)。文獻(xiàn)對其進(jìn)行了詳細(xì)介紹。

表1 現(xiàn)有采樣技術(shù)及其特點(diǎn)

1.2 滯環(huán)控制原理分析

圖1是滯環(huán)控制電路框圖。LED驅(qū)動電流的變化反映在Rsense兩端的壓差變化上。滯環(huán)電流控制模塊內(nèi)設(shè)兩個電流閾值Imax和Imin,當(dāng)電路接上電源時，功率管打開，電源通過Rsense、負(fù)載LED向電感L充電，驅(qū)動電流上升。當(dāng)電流>Imax時，控制電路輸出低電平關(guān)閉功率開關(guān)管。此時電感通過負(fù)載LED、Rsense和肖特基二極管放電，電流下降。當(dāng)驅(qū)動電流

圖1 滯環(huán)控制電路框圖

可以看到，滯環(huán)控制電路使用的是串聯(lián)電阻采樣技術(shù)。從表1可知，串聯(lián)電阻技術(shù)的功耗很大，同樣具有高精度且無損耗的Sensfet似乎更勝一籌。不過，Sensfet技術(shù)只能檢測功率管打開時的電流變化情況，而無法檢測功率管關(guān)斷期間的電流變化。因此無法在需要始終對電流進(jìn)行采樣檢測的滯環(huán)控制電路中使用。同時，由于輸入電壓較高，串聯(lián)電阻所消耗的功率在整個電路功率中所占比例也降低了。

2 電路設(shè)計(jì)

圖2是電路采樣電路結(jié)構(gòu)圖。Rsense為采樣電阻，R1=R2=R;Mp1、Mp2、Mn1、Mn2組成的電壓鏡和Mp9反饋管組成匹配電流源作為電流檢測電路。其中Mp1與Mp2相互匹配并被偏置在飽和區(qū)，Mn1與Mn2是兩個相同且非常小的電流源，以保證流過Mp1與Mp2的電流相等從而使其具有相等的VSG。

圖2 電路采樣電路結(jié)構(gòu)圖

由于Vin>Vcsn導(dǎo)致I1與I2不相等。采樣電流Is即為這部分"多余"電流，大小為

式（1）中，實(shí)際流過Rsense的電流為IL+I2.因?yàn)镮2的大小低于電感電流的10-4倍，其影響可以忽略不計(jì)。

圖4為實(shí)際電路圖。Vin與Vcsn為精確采樣電阻Rcsn兩端電壓，輸入范圍8~40 V;Vcc為芯片內(nèi)部5 V穩(wěn)定電源。

在實(shí)際電路中，VA對VB的匹配度直接影響采樣精度。圖3為簡化的小信號模型。

圖3 簡化的小信號模型

圖4 采樣電路的實(shí)際電路圖

應(yīng)用KCL定理，得到

其中，ro4、ro3為 VB''、VA''處的等效輸出電阻。設(shè) gm1ro3=gm2ro4=AV,且 Mp5為電流鏡，增益約為1,綜合式（3）到式（5）：

δ是一個分子為的微小值。由式（6）可以看出，當(dāng)gm1ro2或gm2越大，VA與VB的匹配度越高，電流采樣越精確。值得注意的是，式中出現(xiàn)gm1ro3的平方項(xiàng)，這意味著可以用較小的增益達(dá)到高精度。但是，耐壓5 V的低壓管無法在高輸入電壓下正常工作，電路中必須使用大量耐壓40 V的高壓管。然而高壓管的增益與等效輸出電阻很低，無法滿足電流采樣電路的精度要求。

為使低壓管能在高壓輸入中也正常工作，電壓鏡采用了高低壓器件混用的共源共柵結(jié)構(gòu)。Mp1、Mp2、Mn1和Mn2為低壓管；Mp3、Mp4、Mn3和Mn4為高壓管。一方面，高壓管作為共源共柵器件增大了輸出電阻；另一方面，它承受了大部分壓降，以保護(hù)低壓管不被擊穿。不過，共源共柵結(jié)構(gòu)帶來另一個問題。串聯(lián)電阻R2令Mp2和Mp4之間的次極點(diǎn)更靠近原點(diǎn)，使系統(tǒng)變得不穩(wěn)定。為消除該極點(diǎn)帶來的影響，在共源共柵結(jié)構(gòu)的輸出端加入補(bǔ)償電阻R5和電容C,引入一個零點(diǎn)并使主極點(diǎn)更低。

高壓管Mp5~Mp10為匹配電流源的輸出級，主要起隔離緩沖的作用，電流鏡結(jié)構(gòu)避免了增加新的極點(diǎn)。分流結(jié)構(gòu)Mp7、Mp8將Mp5始終偏置在飽和區(qū)，從而允許流過Mp9與Mp10的電流最低降至0 A,使電路在空載時可以輸出地電壓，為芯片的進(jìn)一步設(shè)計(jì)提供了方便。

P1~P12為保護(hù)管，防止低壓管因漏源或柵源電壓過高而被擊穿。

高壓管Mp11、Mp12、Mn7與R4構(gòu)成了電壓補(bǔ)償電路。在前述的工作原理中，電路通過將電流限制在閾值Imax和Imin間周期變化達(dá)到恒流控制的目的。其中電源向電感的充、放電過程中，充電速率與輸入電壓成正比，放電速率和芯片的延遲則與輸入電壓無關(guān)。這一差異導(dǎo)致了在輸入電壓變化時，電流會因在固定的延遲時間中具有不同的上升斜率和相同的下降斜率，使實(shí)際電流峰值I''max升高，影響平均電流值。該補(bǔ)償電路通過將與輸入電壓成正比的電壓Vb2轉(zhuǎn)換為與輸入電壓成正比的電流Ic,使流過R3的采樣電流Isense對輸入電壓具有正相關(guān)性，從而在輸入電壓升高時令電流閾值Imax、Imin降低，抵消因電流上升斜率提高對平均電流帶來的影響。

3 仿真結(jié)果

為驗(yàn)證文中提出的電流采樣電路的功能，結(jié)合滯環(huán)控制電路及外部負(fù)載在Cadence中進(jìn)行了仿真。圖5為輸入電壓20 V時采樣電流、電壓與負(fù)載電流的關(guān)系。由圖可見，采樣電流與采樣電壓隨負(fù)載電流同相周期性變化，周期約為1.2μs.

圖5 采樣電流、電壓與負(fù)載電流的關(guān)系

經(jīng)過測試，當(dāng)負(fù)載電流從0.4 A變化至1 A時，電路采樣精度最低為99.78%,理想的工作電流為0.6~0.8 A,精度高達(dá)99.96%.

表2為不同輸入電壓下負(fù)載電流的峰-峰值。由表中數(shù)據(jù)計(jì)算，在輸入電壓由15V變化至35V的過程中，負(fù)載電流的最大誤差僅為0.81%.

表2 輸入電壓與平均負(fù)載電流

圖6為外接電流源在0~1.2 A之間跳變時采樣電路輸出電壓的波形。圖中輸出電壓范圍為0~5 V,為整顆芯片設(shè)計(jì)過流保護(hù)、開路保護(hù)等其他電路提供了方便。

圖6 輸出電壓與負(fù)載電流波形圖

4 結(jié)束語

設(shè)計(jì)了一款適用于滯環(huán)控制結(jié)構(gòu)的電流采樣電路。使用匹配電流源技術(shù)以很少的器件數(shù)量和簡單的結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)了耐高壓高精度的目的。端到端的輸出電壓范圍，則使整顆芯片中其他電路的簡化成為可能。電路中使用的電壓補(bǔ)償技術(shù)，使負(fù)載電流與輸人電壓的相關(guān)性大大降低。
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