第1部分 — 規(guī)范與測量

簡介

多數(shù)電源應(yīng)用必須減少電磁干擾 (EMI) 以滿足相關(guān)要求，系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員必須嘗試各種方法來減少傳導(dǎo)和輻射發(fā)射。

電磁兼容性 (EMC) 標(biāo)準(zhǔn)的合規(guī)性（例如，針對多媒體設(shè)備的 CISPR 32，針對汽車應(yīng)用的 CISPR 25）是一項(xiàng)非常重要的任務(wù)，與產(chǎn)品開發(fā)成本和上市時(shí)間息息相關(guān)。

對于 DC/DC 轉(zhuǎn)換器而言，雖然采用開關(guān)更快的電源器件可以提升開關(guān)頻率并縮小尺寸，但在開關(guān)轉(zhuǎn)換期間出現(xiàn)的開關(guān)電壓和電流轉(zhuǎn)換率（dv/dt 和 di/dt）有所提升，通常引起 EMI 加劇，導(dǎo)致整個(gè)系統(tǒng)出現(xiàn)問題。

例如，氮化鎵 (GaN) 電源器件的開關(guān)速度極快，導(dǎo)致高頻條件下的 EMI 增加 10dB。EMI 濾波器是電力電子系統(tǒng)不可或缺的組成部分，在總體積和總重量方面占比相對較大。因此，必須非常關(guān)注系統(tǒng)的 EMI 降噪和抑制，不僅要滿足 EMC 規(guī)范，還需降低解決方案成本并提高系統(tǒng)功率密度。

本文是 EMI 系列文章的第一部分，回顧了相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)和測量技術(shù)，主要側(cè)重于傳導(dǎo)發(fā)射。表 1 列出了與 EMI 有關(guān)的常用縮寫和命名法。

表 1：與 EMI 和 EMC 相關(guān)的常見縮略語、縮寫和單位

EMC?監(jiān)管規(guī)范

EMC 指系統(tǒng)或內(nèi)含元器件在其電磁環(huán)境中按要求運(yùn)行，不會對環(huán)境中的任何設(shè)備產(chǎn)生超出容限的電磁干擾的能力。此類干擾可能造成嚴(yán)重后果，因此各種國內(nèi)和國際監(jiān)管規(guī)范中均設(shè)立了 EMC 條款。

在歐盟區(qū)域內(nèi)，通信市場銷售的電源產(chǎn)品多年來通常采用 EN 55022/CISPR 22 產(chǎn)品標(biāo)準(zhǔn)，從而在傳導(dǎo)和輻射發(fā)射兩方面滿足合規(guī)性要求，歐盟之外參照此標(biāo)準(zhǔn)的電源產(chǎn)品使用 CE 符合性聲明 (DoC)，滿足歐盟 EMC 指令 2014/30/EU 的合規(guī)性。

針對北美市場設(shè)計(jì)的產(chǎn)品符合 FCC 第 15 部分 的限值。IEC 61000-6-3 和 IEC 61000-6-4 通用 EMC 標(biāo)準(zhǔn)分別適用于輕工業(yè)和工業(yè)環(huán)境。

然而，在輻射方面，EN 55032 產(chǎn)品標(biāo)準(zhǔn)已取代 EN 55022 (ITE)、EN 55013（廣播接收器和相關(guān)設(shè)備）和 EN 55103-1（音視頻設(shè)備）。這一新標(biāo)準(zhǔn)正式成為符合 EMC 指令的統(tǒng)一輻射標(biāo)準(zhǔn) [8]。更具體地說，之前根據(jù) EN 55022 進(jìn)行測試并在 2017 年 3 月 2 日后運(yùn)往歐盟的所有產(chǎn)品，必須符合 EN 55032 的要求。

隨著 EN 55022 標(biāo)準(zhǔn)撤銷并由 EN 55032 取代，電源制造商和供應(yīng)商需要按照新標(biāo)準(zhǔn)更新其 DoC 證書，從而合法地使用 CE 認(rèn)證徽標(biāo)。圖 1 顯示了在 150kHz 至 30MHz 的適用頻率范圍內(nèi)，使用準(zhǔn)峰值 (QP) 和平均值 (AVG) 信號檢測器進(jìn)行的傳導(dǎo)發(fā)射的 EN 55022/32 A 類和 B 類限值。

圖 1：使用準(zhǔn)峰值和平均值檢測器的 EN 55022 A 類和 B 類傳導(dǎo)發(fā)射限值

對于汽車終端設(shè)備，未來 EMC 合規(guī)性的主要推動力無疑來自于通過車輛間通信支持的自主車輛。針對“板載接收器保護(hù)”的 CISPR 25 規(guī)范已針對傳導(dǎo)發(fā)射設(shè)置了嚴(yán)格的限制，在 FM 頻帶（76MHz 至 108MHz）的限制尤為嚴(yán)格。

從監(jiān)管角度而言，UNECE 10 號法規(guī)在 2014 年 11 月取代了歐盟的汽車 EMC 指令 2004/104/EC，其中要求制造商必須取得所有車輛、電子元器件 (ESA)、元器件和獨(dú)立技術(shù)單元的型式認(rèn)證。

CISPR 25 測試的傳導(dǎo)發(fā)射均在 150kHz 至 108MHz 頻率范圍的特定頻帶內(nèi)進(jìn)行測量。具體而言，調(diào)節(jié)頻率范圍分布在 AM 廣播、FM 廣播和移動服務(wù)頻帶之間，如圖 2 中的圖象和表格所示。圖 2 還繪制了 CISPR 25 5 類（最嚴(yán)苛的要求）的相關(guān)限值圖象。盡管頻帶之間的帶隙允許更高的噪聲尖峰，但汽車制造商可能會根據(jù)其特定的內(nèi)部 EMC 要求選擇擴(kuò)展這些頻率范圍。這些要求通?；趪H IEC 標(biāo)準(zhǔn)，僅更改不同測試或限值的少量參數(shù)，其核心內(nèi)容保持不變。

圖 2：CISPR 25 5 類傳導(dǎo)發(fā)射限值

為了應(yīng)對 CISPR 25 限值帶來的挑戰(zhàn)，尤其是 FM 頻帶方面，請注意，50Ω 測量電阻產(chǎn)生的 18dBμV 對應(yīng)的噪聲電流僅為 159nA。

測量傳導(dǎo)?EMI

LISN 測量 EUT 產(chǎn)生的傳導(dǎo)發(fā)射。它是插入 EMI 源和電源之間測量點(diǎn)的接口，確保 EMI 測量結(jié)果的可重復(fù)性和可比較性。圖 3 所示為根據(jù) CISPR 16-1-2或 ANSI C63.4。標(biāo)準(zhǔn)定義的標(biāo)準(zhǔn) 50μH LISN 的功能等效電路（并非完整原理圖）。

LISN 提供：

在給定頻率范圍內(nèi)，產(chǎn)生經(jīng)過校準(zhǔn)的穩(wěn)定信號源阻抗。

在該頻率范圍內(nèi)，將 EUT 和測量設(shè)備與輸入電源隔離。

與測量設(shè)備建立安全適用的連接。

單獨(dú)測量兩條線路的總噪聲級別，圖 3 中以 L 和 N 表示。

圖 3：使用 V 型 LISN 進(jìn)行的傳導(dǎo)發(fā)射測量 簡而言之，使用信號源阻抗已知的預(yù)定義測試方案能夠獲得可重復(fù)性結(jié)果。注：LISN 可能包含一個(gè)或多個(gè)獨(dú)立 LISN 電路。 LISN 的實(shí)質(zhì)是 pi 濾波器網(wǎng)絡(luò)。通過低通電感-電容 (LC) 濾波器，EUT 與輸入電源線 L 和 N 相連，如圖 3 所示。LISN 電感值基于在產(chǎn)品理想安裝狀態(tài)下，電源線的預(yù)期電感。 CISPR 16 和 ANSI C63.4 為 LISN 指定了一個(gè) 50μH 電感，該值與電信設(shè)備中約 50 米的配電布線系統(tǒng)的電感相符。相反，CISPR 25 指定 5μH LISN，與汽車線束的近似電感相對應(yīng)。? LISN 為噪聲發(fā)射信號提供明確定義的阻抗。LISN 制造商通常提供校準(zhǔn)曲線，指示特定測量頻率范圍內(nèi)的標(biāo)稱阻抗。根據(jù) CISPR 16-1-2，允許的容差是 ±20% 的幅值和 ±11.5° 的相位。 對于使用 EMI 接收器或頻譜分析儀進(jìn)行的測量，噪聲信號可通過高通濾波器網(wǎng)絡(luò)（如圖 3 所示）獲得，該網(wǎng)絡(luò)的耦合電容為 0.1μF，放電電阻為 1kΩ，測量端口的端接電阻為 ?50Ω 。圖 4 顯示了在 150kHz 至 30MHz 的頻率范圍，(50μH + 5Ω) || 50Ω LISN 的模擬阻抗圖。

圖 4：在 150kHz 至 30MHz 的調(diào)節(jié)頻率范圍內(nèi)，測量端口處的 50Ω，50μH LISN 標(biāo)稱阻抗特性 針對汽車應(yīng)用的?CISPR 25?測試裝置 圖 5 顯示了 CISPR 25 推薦的傳導(dǎo)發(fā)射測試裝置。該標(biāo)準(zhǔn)定義了待測系統(tǒng)的處理方式以及測量方案和設(shè)備。根據(jù) CISPR 25 規(guī)范，LISN 在此處指定為 AN。當(dāng)汽車功率回流線超過 200mm 時(shí)，EUT 遠(yuǎn)程接地，需要兩個(gè) AN：二者分別用于正電源線和功率回流線。相反，如果汽車功率回流線不超過 200mm，則 EUT 本地接地，只需將一個(gè) AN 應(yīng)用于正電源。 AN 直接安裝在基準(zhǔn)接地平面之上，AN 外殼與接地平面相連。電源回流線還與電源和 AN 之間的接地平面相連。將 EMI 接收器連接到相應(yīng) AN 的測量端口可確保成功測量每條電源線上的傳導(dǎo)發(fā)射。與此同時(shí)，插入另一條電源線的 AN 的測量端口端接 50Ω 負(fù)載。

圖 5：CISPR 25 傳導(dǎo) EMI 測試方案（電壓法）概述 圖 6 顯示了用于預(yù)合規(guī)測試的 CISPR 25 傳導(dǎo)發(fā)射試驗(yàn)室 [11]。LISN 是右側(cè)的藍(lán)色箱體，鋰離子汽車電池位于其后，DUT 位于左側(cè)的絕緣材料上。為了在特定電源電壓下（例如 13.5V）進(jìn)行測試，使用可變電壓源從試驗(yàn)室外部通過隔板饋電。結(jié)果通過各自的 LISN 在線路端（熱回路）和返回端（接地）獲取。

圖 6：使用兩個(gè)單極 LISN 和銅箔接地平面的 CISPR 25 傳導(dǎo) EMI 測試裝置 圖 7 顯示了典型的 CISPR 25 傳導(dǎo) EMI 掃描結(jié)果，黃色和藍(lán)色分別表示峰值和平均測量值。我們可以看到 DC/DC 轉(zhuǎn)換器安靜地運(yùn)行，傳導(dǎo)發(fā)射遠(yuǎn)低于嚴(yán)格的 5 類限值。這種測量技術(shù)在 30MHz 以上發(fā)生改變，因?yàn)?EMI 接收器的 RBW 從 9kHz 調(diào)整為 120kHz，可能導(dǎo)致測量噪底發(fā)生變化。

圖 7：典型的 CISPR 25 傳導(dǎo) EMI 測量 總結(jié) 有意或者無意產(chǎn)生的電磁能量均對其他設(shè)備造成電磁干擾。商業(yè)產(chǎn)品需要在正常運(yùn)行過程中將產(chǎn)生的電磁能量降至最低水平。 世界各地的許多管理機(jī)構(gòu)均對允許最終產(chǎn)品產(chǎn)生的傳導(dǎo)和輻射 EMI 的等級進(jìn)行了規(guī)定。采用適用的測量技術(shù)可以定量分析此類發(fā)射，以便采取適當(dāng)?shù)拇胧┓戏ㄒ?guī)的合規(guī)性。 EMC 要求通常事關(guān)在 AC 電源線（和信號線）所測量系統(tǒng)的整體情況，而 DC/DC 轉(zhuǎn)換器作為子元器件，并沒有具體的 EMC 限值。然而，用戶可以執(zhí)行預(yù)合規(guī)性測試，確定 EMI 是否造成不良影響。

第 2 部分 — 噪聲傳播和濾
簡介 高開關(guān)頻率是在電源轉(zhuǎn)換技術(shù)發(fā)展過程中促進(jìn)尺寸減小的主要因素。為了符合相關(guān)法規(guī)，通常需要采用電磁干擾 (EMI) 濾波器，而該濾波器通常在系統(tǒng)總體尺寸和體積中占據(jù)很大一部分，因此了解高頻轉(zhuǎn)換器的 EMI 特性至關(guān)重要。 在本系列文章的第 2 部分，您將了解差模 (DM) 和共模 (CM) 傳導(dǎo)發(fā)射噪聲分量的噪聲源和傳播路徑，從而深入了解 DC/DC 轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo) EMI 特性。本部分將介紹如何從總噪聲測量結(jié)果中分離出 DM/CM 噪聲，并將以升壓轉(zhuǎn)換器為例，重點(diǎn)介紹適用于汽車應(yīng)用的主要 CM 噪聲傳導(dǎo)路徑。 DM?和?CM?傳導(dǎo)干擾 DM 和 CM 信號代表兩種形式的傳導(dǎo)發(fā)射。DM 電流通常稱為對稱模式信號或橫向信號，而 CM 電流通常稱為非對稱模式信號或縱向信號。圖 1 顯示了同步降壓和升壓 DC/DC 拓?fù)渲械?DM 和 CM 電流路徑。Y 電容 CY1?和 CY2?分別從正負(fù)電源線連接到 GND，輕松形成了完整的 CM 電流傳播路徑。

圖 1：同步降壓 (a) 和升壓 (b) 轉(zhuǎn)換器 DM 和 CM 傳導(dǎo)噪聲路徑 DM?傳導(dǎo)噪聲 DM 噪聲電流 (IDM) 由轉(zhuǎn)換器固有開關(guān)動作產(chǎn)生，并在正負(fù)電源線 L1 和 L2 中以相反方向流動。DM 傳導(dǎo)發(fā)射為“電流驅(qū)動型”，與開關(guān)電流 (di/dt)、磁場和低阻抗相關(guān)。DM 噪聲通常在較小的回路區(qū)域流動，返回路徑封閉且緊湊。 例如，在連續(xù)導(dǎo)通模式 (CCM) 下，降壓轉(zhuǎn)換器會產(chǎn)生一種梯形電流，且這種電流中諧波比較多。這些諧波在電源線上會表現(xiàn)為噪聲。降壓轉(zhuǎn)換器的輸入電容（圖 1 中的 CIN）有助于濾除這些高階電流諧波，但由于電容的非理想寄生特性（等效串聯(lián)電感 (ESL) 和等效串聯(lián)電阻 (ESR)），有些諧波難免會以 DM 噪聲形式出現(xiàn)在電源電流中，即使在添加實(shí)用的 EMI 輸入濾波器級之后也于事無補(bǔ)。 CM?傳導(dǎo)噪聲 另一方面，CM 噪聲電流 (ICM) 會流入接地 GND 線并通過 L1 和 L2 電源線返回。CM 傳導(dǎo)發(fā)射為“電壓驅(qū)動型”，與高轉(zhuǎn)換率電壓 (dv/dt)、電場和高阻抗相關(guān)。在非隔離式 DC/DC 開關(guān)轉(zhuǎn)換器中，由于 SW 節(jié)點(diǎn)處的 dv/dt 較高，產(chǎn)生了 CM 噪聲，從而導(dǎo)致產(chǎn)生位移電流。該電流通過與 MOSFET 外殼、散熱器和 SW 節(jié)點(diǎn)走線相關(guān)的寄生電容耦合到 GND 系統(tǒng)。與轉(zhuǎn)換器輸入或輸出端的接線較長相關(guān)的耦合電容也可能構(gòu)成 CM 噪聲路徑。 圖 1 中的 CM 電流通過輸入 EMI 濾波器的 Y 電容（CY1?和 CY2）返回。另一條返回路徑為，通過 LISN 裝置（在本系列文章的第 1 部分中討論過）的 50Ω 測量阻抗返回，這顯然是不合需要的。盡管 CM 電流的幅值遠(yuǎn)小于 DM 電流，但相對來說更難以處理，因?yàn)樗ǔＴ谳^大的傳導(dǎo)回路區(qū)域流動，如同天線一般，可能增加輻射 EMI。 圖 2 顯示了 Fly-Buck（隔離式降壓）轉(zhuǎn)換器的 DM 和 CM 傳導(dǎo)路徑。CM 電流通過變壓器 T1?的集總繞組間電容（圖 2 中的 CPS）流到二次側(cè)，并通過接地 GND 連接返回。圖 2 還顯示了 CM 傳播的簡化等效電路。

圖 2：Fly-Buck 隔離式轉(zhuǎn)換器 DM 和 CM 傳導(dǎo)噪聲傳播路徑 (a)；CM 等效電路 (b) 在實(shí)際的轉(zhuǎn)換器中，以下元件寄生效應(yīng)均會影響電壓和電流波形以及 CM 噪聲：

MOSFET 輸出電容 (COSS)。

整流二極管結(jié)電容 (CD)。

主電感繞組的等效并聯(lián)電容 (EPC)。

輸入和輸出電容的等效串聯(lián)電感 (ESL)。

相關(guān)內(nèi)容，我將在第 3 部分中進(jìn)一步詳細(xì)介紹。 噪聲源和傳播路徑 正如第 1 部分所述，測量 DC/DC 轉(zhuǎn)換器傳導(dǎo)發(fā)射（對于 CISPR 32 標(biāo)準(zhǔn)，規(guī)定帶寬范圍為 150kHz 至 30MHz；對于 CISPR 25 標(biāo)準(zhǔn)，則規(guī)定頻率范圍為更寬的 150kHz 至 108MHz）時(shí)，測量的是每條電源線上 50Ω LISN 電阻兩端相對于接地 GND 的總噪聲電壓或“非對稱”干擾。 圖 3 顯示了 EMI 噪聲的產(chǎn)生、傳播和測量模型。噪聲源電壓用 VN?表示，噪聲源和傳播路徑阻抗分別用 ZS?和 ZP?表示。LISN 和 EMI 接收器的高頻等效電路僅為兩個(gè) 50Ω 電阻。圖 3 還顯示了相應(yīng)的 DM 和 CM 噪聲電壓 VDM?和 VCM，它們由兩條電源線的總噪聲電壓 V1?和 V2?計(jì)算得出。DM（或“對稱”）電壓分量定義為 V1?和 V2?矢量差的一半；而 CM（或“非對稱”）電壓分量定義為 V1?和 V2?矢量和的一半。請注意，本文提供的 VDM?通用定義與 CISPR 16 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的值相比，可能存在 6dB 的偏差。

圖 3：傳導(dǎo) EMI 發(fā)射模型，其中顯示了噪聲源電壓、噪聲傳播路徑和 LISN 等效電路 CM 噪聲源阻抗主要是容性阻抗，并且 ZCM?隨頻率的增大而減小。而 DM 噪聲源阻抗通常為阻性和感性阻抗，并且 ZDM?隨頻率的增大而增大。? 要降低傳導(dǎo)噪聲水平，確保噪聲源本身產(chǎn)生較少的噪聲是其中的一種方法。對于噪聲傳播路徑，可以通過濾波或其他方法調(diào)整阻抗，從而減小相應(yīng)的電流。例如，要降低降壓或升壓轉(zhuǎn)換器中的 CM 噪聲，需要降低 SW 節(jié)點(diǎn) dv/dt（噪聲源）、通過減小接地寄生電容來增大阻抗、或者使用 Y 電容和/或 CM 扼流器進(jìn)行濾波。本系列文章的第 4 部分將詳細(xì)介紹 EMI 抑制技術(shù)分類。 DM?和?CM EMI?濾波 無源 EMI 濾波是最常用的 EMI 噪聲抑制方法。顧名思義，這類濾波器僅采用無源元件。將這類濾波器設(shè)計(jì)用于電力電子設(shè)備時(shí)特別具有挑戰(zhàn)性，因?yàn)闉V波器端接的噪聲源（開關(guān)轉(zhuǎn)換器）和負(fù)載（電線線）阻抗是不斷變化的。 圖 4a 顯示了傳統(tǒng)的 p 型 EMI 輸入濾波器，以及整流和瞬態(tài)電壓鉗位功能（為直流/交流輸入供電的 DC/DC 轉(zhuǎn)換器提供 EMC 保護(hù)）。此外，圖 4 還包括本系列文章第 1 部分中的 LISN 高頻等效電路。

圖 4：傳統(tǒng)的 EMC 輸入濾波器 (a)，包括 DM 等效電路 (b) 和 CM 等效電路 (c) 典型 EMI 濾波器的兩個(gè) CM 繞組相互耦合，這兩個(gè)繞組的 CM 電感分別為 LCM1?和 LCM2。DM 電感 LDM1?和 LDM2?分別是兩個(gè)耦合的 CM 繞組的漏電感，并且還可能包括分立的 DM 電感。CX1?和 CX2?為 DM 濾波器電容，而 CY1?和 CY2?為 CM 濾波器電容。 通過將 EMI 濾波器去耦為 DM 等效電路和 CM 等效電路，可簡化其設(shè)計(jì)。然后，可以分別分析濾波器的 DM 和 CM 衰減。去耦基于這樣的假設(shè)，即 EMI 濾波器具有完美對稱的電路結(jié)構(gòu)。在實(shí)現(xiàn)的對稱濾波器中，假設(shè) LCM1?= LCM2?= LCM，CY1?= CY2?= CY，LDM1?= LDM2?= LDM，并且印刷電路板 (PCB) 布局也完美對稱。DM 等效電路和 CM 等效電路分別如圖 4b 和圖 4c 所示。 但是，嚴(yán)格來說，實(shí)際情況下并不存在完美對稱，因此 DM 和 CM 濾波器并不能完全去耦。而結(jié)構(gòu)不對稱可能導(dǎo)致 DM 噪聲轉(zhuǎn)變成 CM 噪聲，或者 CM 噪聲轉(zhuǎn)變成 DM 噪聲。通常，與轉(zhuǎn)換器噪聲源和 EMI 濾波器參數(shù)相關(guān)的不平衡性可能導(dǎo)致這種模式轉(zhuǎn)變。? DM?和?CM?噪聲分離 傳導(dǎo) EMI 的初始測量結(jié)果通常顯示 EMI 濾波器衰減不足。為了獲得適當(dāng)?shù)?EMI 濾波器設(shè)計(jì)，必須獨(dú)立研究待測設(shè)備 (EUT) 產(chǎn)生的傳導(dǎo)發(fā)射的 DM 和 CM 噪聲電壓分量。? 將 DM 和 CM 分開處理有助于確定相關(guān) EMI 源并對其進(jìn)行故障排除，從而簡化 EMI 濾波器設(shè)計(jì)流程。正如我在上一部分強(qiáng)調(diào)的那樣，EMI 濾波器采用了截然不同的濾波器元件來抑制 DM 和 CM 發(fā)射。在這種情況下，一種常見的診斷檢查方法是將傳導(dǎo)噪聲分離為 DM 噪聲電壓和 CM 噪聲電壓。 圖 5 顯示了無源和有源兩種實(shí)現(xiàn)形式的 DM/CM 分離器電路，該電路有助于直接同時(shí)測量 DM 和 CM 發(fā)射。圖 5a 中的無源分離器電路 [4] 使用寬帶 RF 變壓器（如 Coilcraft 的 SWB1010 系列）在 EMI 覆蓋的頻率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)可接受的分離結(jié)果，其中 T1?和 T2?的特征阻抗 (ZO) 分別為 50Ω 和 100Ω。將一個(gè) 50Ω 的電阻與 DM 輸出端口的頻譜分析儀的輸入阻抗串聯(lián)，實(shí)現(xiàn)圖 3 中提供的 VDM?表達(dá)式的“除 2”功能。

圖 5：實(shí)現(xiàn)的用于分離 DM/CM 噪聲的無源 (a) 和有源 (b) 電路 圖 5b 展示的是使用低噪聲、高帶寬運(yùn)算放大器的有源分離器電路。U1?和 U2?實(shí)現(xiàn)了 LISN 輸出的理想輸入阻抗矩陣，而 U3?和 U4?分別提供 CM 和 DM 電壓。LCM?是一個(gè) CM 線路濾波器（例如 Würth Elektronik 744222），位于差分放大器 U4?的輸入端，用于增大 DM 結(jié)果的 CM 抑制比（共模抑制比 [CMRR] - ￥dB）并最大限度地減少 CM/DM 交叉耦合。 實(shí)際電路示例?-?汽車同步升壓轉(zhuǎn)換器 考慮圖 6 中所示的同步升壓轉(zhuǎn)換器。該電路在汽車應(yīng)用中很常見，通常作為預(yù)升壓穩(wěn)壓器在冷啟動或瞬態(tài)欠壓條件下保持電池電壓供應(yīng)。

圖 6：汽車同步升壓轉(zhuǎn)換器（采用 50Ω/5μH LISN，用于 CISPR 25 EMI 測試） 在車輛底盤接地端直接連接一個(gè) MOSFET 散熱器，可以提高轉(zhuǎn)換器的熱性能和可靠性，但共模 EMI 性能會受到影響。圖 6 所示的原理圖中，包含升壓轉(zhuǎn)換器以及 CISPR 25 建議采用的兩個(gè) LISN 電路（分別連接在 L1 和 L2 輸入線上）。? 考慮到升壓轉(zhuǎn)換器的 CM 噪聲傳播路徑，圖 7 將 MOSFET Q1?和 Q2?替換為等效的交流電壓流和電流源。圖 7 中，還呈現(xiàn)了與升壓電感 LF、輸入電容 CIN?和輸出電容 COUT?相關(guān)的寄生分量部分。特別是 CRL-GND，它是負(fù)載電路與底盤 GND 之間的寄生電容，包括長負(fù)載線和布線以及下游負(fù)載配置（例如，二次側(cè)輸出連接到底盤接地的隔離式轉(zhuǎn)換器，或者用大型金屬外殼固定到底盤上的電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)）所產(chǎn)生的寄生電容。

圖 7：具有 LISN 的同步升壓拓?fù)涞母哳l等效電路，只有在 LISN 中流動的 CM 電流路徑與 CM 發(fā)射測量相關(guān) 漏源開關(guān)（SW 節(jié)點(diǎn)）電壓的上升沿和下降沿代表主要的 CM 噪聲源。CP1?和 CP2?分別代表 SW 與底盤之間以及 SW 與散熱器之間的有效寄生電容。圖 8 顯示了 SW 節(jié)點(diǎn)電容（電場）耦合為主要 CM 傳播路徑時(shí)簡化的 CM 噪聲等效電路。

圖 8：連有 LISN 的同步升壓電路及其簡化 CM 等效電路 總結(jié) 對于電力電子工程師而言，了解各種電源級拓?fù)渲?DM 和 CM 電流的相關(guān)傳播路徑（包括與高 dv/dt 和 di/dt 開關(guān)相關(guān)的電容（電場）和電感（磁場）耦合）非常重要。在 EMI 測試過程中，將 DM 和 CM 發(fā)射分開處理有助于對相關(guān) EMI 源進(jìn)行故障排除，從而簡化 EMI 濾波器設(shè)計(jì)流程。 在即將發(fā)表的本系列文章第三部分中，將全面介紹影響轉(zhuǎn)換器開關(guān)性能和 EMI 信號的電路元件寄生部分。

第 3 部分 —了解功率級寄生效應(yīng) ?
DC/DC 轉(zhuǎn)換器中半導(dǎo)體器件的高頻開關(guān)特性是主要的傳導(dǎo)和輻射發(fā)射源。本文章系列的第 2 部分回顧了 DC/DC 轉(zhuǎn)換器的差模 (DM) 和共模 (CM) 傳導(dǎo)噪聲干擾。在電磁干擾 (EMI) 測試期間，如果將總噪聲測量結(jié)果細(xì)分為 DM 和 CM 噪聲分量，可以確定 DM 和 CM 兩種噪聲各自所占的比例，從而簡化 EMI 濾波器的設(shè)計(jì)流程。高頻下的傳導(dǎo)發(fā)射主要由 CM 噪聲產(chǎn)生，該噪聲的傳導(dǎo)回路面積較大，進(jìn)一步推動輻射發(fā)射的產(chǎn)生。 在第 3 部分中，我將全面介紹降壓穩(wěn)壓器電路中影響 EMI 性能和開關(guān)損耗的感性和容性寄生元素。通過了解相關(guān)電路寄生效應(yīng)的影響程度，可以采取適當(dāng)?shù)拇胧⒂绊懡抵磷畹筒p少總體 EMI 信號。一般來說，采用一種經(jīng)過優(yōu)化的緊湊型功率級布局可以降低 EMI，從而符合相關(guān)法規(guī)，還可以提高效率并降低解決方案的總成本。 檢驗(yàn)具有高轉(zhuǎn)換率電流的關(guān)鍵回路 根據(jù)電源原理圖進(jìn)行電路板布局時(shí)，其中一個(gè)重要環(huán)節(jié)是準(zhǔn)確找到高轉(zhuǎn)換率電流（高 di/dt）回路，同時(shí)密切關(guān)注布局引起的寄生或雜散電感。這類電感會產(chǎn)生過大的噪聲和振鈴，導(dǎo)致過沖和地彈反射。圖 1 中的功率級原理圖顯示了一個(gè)驅(qū)動高側(cè)和低側(cè) MOSFET（分別為 Q1?和 Q2）的同步降壓控制器。 以 Q1?的導(dǎo)通轉(zhuǎn)換為例。在輸入電容 CIN?供電的情況下，Q1?的漏極電流迅速上升至電感電流水平，與此同時(shí)，從 Q2?的源極流入漏極的電流降為零。MOSFET 中紅色陰影標(biāo)記的回路和輸入電容（圖 1 中標(biāo)記為“1”）是降壓穩(wěn)壓器的高頻換向功率回路或“熱”回路 。功率回路承載著幅值和 di/dt 相對較高的高頻電流，特別是在 MOSFET 開關(guān)期間。

圖 1：具有高轉(zhuǎn)換率電流的重要高頻開關(guān)回路 圖 1 中的回路“2”和“3”均歸類為功率 MOSFET 的柵極回路。具體來說，回路 2 表示高側(cè) MOSFET 的柵極驅(qū)動器電路（由自舉電容 CBOOT?供電）?；芈?3 表示低側(cè) MOSFET 柵極驅(qū)動器電路（由 VCC?供電）。這兩條回路中均使用實(shí)線繪制導(dǎo)通柵極電流路徑，以虛線繪制關(guān)斷柵極電流路徑。 寄生組分和輻射?EMI EMI 問題通常涉及三大要素：干擾源、受干擾者和耦合機(jī)制。干擾源是指 dv/dt 和/或 di/dt 較高的噪聲發(fā)生器，受干擾者指易受影響的電路（或 EMI 測量設(shè)備）。耦合機(jī)制可分為導(dǎo)電和非導(dǎo)電耦合。非導(dǎo)電耦合可以是電場（E 場）耦合、磁場（H 場）耦合或兩者的組合 - 稱為遠(yuǎn)場 EM 輻射。近場耦合通常由寄生電感和電容引起，可能對穩(wěn)壓器的 EMI 性能起到?jīng)Q定性作用，影響顯著。 功率級寄生電感 功率 MOSFET 的開關(guān)行為以及波形振鈴和 EMI 造成的后果均與功率回路和柵極驅(qū)動電路的部分電感相關(guān)。圖 2 綜合顯示了由元器件布局、器件封裝和印刷電路板 (PCB) 布局產(chǎn)生的寄生元素，這些寄生元素會影響同步降壓穩(wěn)壓器的 EMI 性能。

圖 2：降壓功率級和柵極驅(qū)動器的“剖析原理圖”（包含感性和容性寄生元素） 有效高頻電源回路電感 (LLOOP) 是總漏極電感 (LD)、共源電感 (LS)（即輸入電容和 PCB 走線的等效串聯(lián)電感 (ESL)）和功率 MOSFET 的封裝電感之和。按照預(yù)期，LLOOP?與輸入電容 MOSFET 回路（圖 1 中的紅色陰影區(qū)域）的幾何形狀布局密切相關(guān)。 與此同時(shí)，柵極回路的自感 LG?由 MOSFET 封裝和 PCB 走線共同產(chǎn)生。從圖 2 中可以看出，高側(cè) MOSFET Q1?的共源電感同時(shí)存在于電源和柵極回路中。Q1?的共源電感產(chǎn)生效果相反的兩種反饋電壓，分別控制 MOSFET 柵源電壓的上升和下降時(shí)間，因此降低功率回路中的 di/dt。然而，這樣通常會增加開關(guān)損耗，因此并非理想方法。 功率級寄生電容 公式 1 為影響 EMI 和開關(guān)行為的功率 MOSFET 輸入電容、輸出電容和反向傳輸電容三者之間的關(guān)系表達(dá)式（以圖 2 中的終端電容符號表示）。在 MOSFET 開關(guān)轉(zhuǎn)換期間，這種寄生電容需要幅值較高的高頻電流。

公式 2 的近似關(guān)系表達(dá)式表明，COSS?與電壓之間存在高度非線性的相關(guān)性。公式 3 給出了特定輸入電壓下的有效電荷 QOSS，其中 COSS-TR?是與時(shí)間相關(guān)的有效輸出電容，與部分新款功率 FET 器件的數(shù)據(jù)表中定義的內(nèi)容一致。

圖 2 中的另一個(gè)關(guān)鍵參數(shù)是體二極管 DB2?的反向恢復(fù)電荷 (QRR)，該電荷導(dǎo)致 Q1?導(dǎo)通期間出現(xiàn)顯著的電流尖峰。QRR?取決于許多參數(shù)，包括恢復(fù)前的二極管正向電流、電流轉(zhuǎn)換速度和芯片溫度。一般來說，MOSFET QOSS?和體二極管 MOSFET QOSS?會為分析和測量過程帶來諸多難題。在 Q1?導(dǎo)通期間，為 Q2?的 COSS2?充電的前沿電流尖峰和為 QRR2?供電以恢復(fù)體二極管 DB2?的前沿電流尖峰具有類似的曲線圖，因此二者常被混淆。 EMI?頻率范圍和耦合模式 表 1 列出了三個(gè)粗略定義的頻率范圍，開關(guān)模式電源轉(zhuǎn)換器在這三種頻率范圍內(nèi)激勵(lì)和傳播 EMI [5]。在功率 MOSFET 開關(guān)期間，當(dāng)換向電流的轉(zhuǎn)換率超過 5A/ns 時(shí)，2nH 寄生電感會導(dǎo)致 10V 的電壓過沖。此外，功率回路中的電流具有快速開關(guān)邊沿（可能存在與體二極管反向恢復(fù)和 MOSFET COSS?充電相關(guān)的前沿振鈴），其中富含諧波成分，產(chǎn)生負(fù)面影響嚴(yán)重的 H 場耦合，導(dǎo)致傳導(dǎo)和輻射 EMI 增加。

表 1：開關(guān)轉(zhuǎn)換器噪聲源和常規(guī) EMI 頻率分類 噪聲耦合路徑主要有以下三種：通過直流輸入線路傳導(dǎo)的噪聲、來自功率回路和電感的 H 場耦合以及來自開關(guān)節(jié)點(diǎn)銅表面的 E 場耦合。 轉(zhuǎn)換器開關(guān)波形分析建模 如第 2 部分所述，開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓的上升沿和下降沿分別是非隔離式轉(zhuǎn)換器中 CM 噪聲和 E 場耦合的主要來源。在EMI 分析中，設(shè)計(jì)者最關(guān)注電源轉(zhuǎn)換器噪聲發(fā)射的諧波含量上限或“頻譜包絡(luò)”，而非單一諧波分量的幅值。借助簡化的開關(guān)波形分析模型，我們可以輕松確定時(shí)域波形參數(shù)對頻譜結(jié)果的影響。 為了解與開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓相關(guān)的諧波頻譜包絡(luò)，圖 3 給出了近似的時(shí)域波形。每一部分均由其幅值 (VIN)、占空比 (D)、上升和下降時(shí)間（tR?和 tF）以及脈寬 (t1) 來表示。其中，脈寬的定義為上升沿中點(diǎn)與下降沿中點(diǎn)的間距。 傅立葉分析結(jié)果表明，諧波幅值包絡(luò)為雙 sinc 函數(shù)，轉(zhuǎn)角頻率為 f1?和 f2，具體取決于時(shí)域波形的脈寬和上升/下降時(shí)間。對于降壓開關(guān)單元的各個(gè)輸入電流波形，可以應(yīng)用類似的處理方法。測得的電壓和電流波形中相應(yīng)的頻率分量可以表示開關(guān)電壓和電流波形邊沿處的振鈴特性（分別由寄生回路電感和體二極管反向恢復(fù)產(chǎn)生）。

圖 3：開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓梯形波形及其頻譜包絡(luò)（受脈寬和上升/下降時(shí)間影響） 一般來說，電感 LLOOP?會增加 MOSFET 漏源峰值電壓尖峰，并且還會加劇開關(guān)節(jié)點(diǎn)的電壓振鈴，影響 50MHz 至 200MHz 范圍內(nèi)的寬帶 EMI。在這種情況下，最大限度縮減功率回路的有效長度和閉合區(qū)域顯得至關(guān)重要。這樣不僅可減小寄生電感，而且還可以減少環(huán)形天線結(jié)構(gòu)發(fā)出的磁耦合輻射能量，從而實(shí)現(xiàn)磁場自消除。 穩(wěn)壓器輸入端基于回路電感比率發(fā)生傳導(dǎo)噪聲耦合，而輸入電容 ESL 決定濾波要求。減小 LLOOP?會增加輸入濾波器的衰減要求。幸運(yùn)的是，如果降壓輸出電感的自諧振頻率 (SRF) 較高，傳導(dǎo)至輸出的噪聲可降至最低。換言之，電感應(yīng)具有較低的有效并聯(lián)電容 (EPC)，以便在從開關(guān)節(jié)點(diǎn)到 VOUT?的網(wǎng)絡(luò)中獲得較高的傳輸阻抗。此外，還會通過低阻抗輸出電容對輸出噪聲進(jìn)行濾波。 等效諧振電路 根據(jù)圖 4 所示的同步降壓穩(wěn)壓器時(shí)域開關(guān)節(jié)點(diǎn)的電壓波形可知，MOSFET 開關(guān)期間傳輸?shù)募纳芰繒ぐl(fā) RLC 諧振。右側(cè)的簡化等效電路用于分析 Q1?導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)的開關(guān)行為。從電壓波形中可以看出，上升沿的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓明顯超出 VIN，而下降沿的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓明顯低于接地端 (GND)。 振蕩幅值取決于部分電感在回路內(nèi)的分布，回路的有效交流電阻會抑制隨后產(chǎn)生的振鈴。這不僅為 MOSFET 和柵極驅(qū)動器提供電壓應(yīng)力，還會影響寬帶輻射 EMI 的中心頻率。

圖 4：MOSFET 導(dǎo)通和關(guān)斷開關(guān)轉(zhuǎn)換期間的同步降壓開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形及等效 RLC 電路 根據(jù)圖 4 中的上升沿電壓過沖計(jì)算可得，振鈴周期為 6.25ns，對應(yīng)的諧振頻率為 160MHz。此外，將一個(gè)近場 H 探頭直接放在開關(guān)回路區(qū)域上方也可以識別該頻率分量。利用計(jì)算型 EM 場仿真工具，可以推導(dǎo)出與高頻諧振和輻射發(fā)射相關(guān)的部分回路電感值。不過，還有一種更簡單的方法。這種方法需要測量諧振周期?TRing1?并從 MOSFET 數(shù)據(jù)表中獲取輸入電壓工作點(diǎn)的 COSS2，然后利用公式 4 計(jì)算總回路電感。

其中兩個(gè)重要因素是諧振頻率以及諧振固有的損耗或阻尼因子 a。主要設(shè)計(jì)目標(biāo)是通過最大限度減小回路電感盡可能提升諧振頻率。這樣可以降低存儲的無功能量總值，減少諧振開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓峰值過沖。此外，在趨膚效應(yīng)的作用下，較高頻率處的阻尼因子增大，提升 RLOOP?的有效值。 總結(jié) 盡管氮化鎵 (GaN) 功率級同步降壓轉(zhuǎn)換器通常在低于 3MHz 的頻率下切換開關(guān)狀態(tài)，但產(chǎn)生的寬帶噪聲和 EMI 往往高達(dá) 1GHz 甚至更高。EMI 主要由其快速開關(guān)的電壓和電流特性所致。實(shí)際上，器件開關(guān)波形的高頻頻譜成分是獲取 EMI 產(chǎn)生電位指示的另一種途徑，它能夠指明 EMI 與開關(guān)損耗達(dá)到良好權(quán)衡的結(jié)果。 首先從原理圖中確定關(guān)鍵的轉(zhuǎn)換器開關(guān)回路，然后在 PCB 轉(zhuǎn)換器布局設(shè)計(jì)過程中盡量縮減這些回路的面積，從而減少寄生電感和相關(guān)的 H 場耦合，降低傳導(dǎo)和輻射 EMI。? 在這篇系列文章的后續(xù)章節(jié)中，我將通過多種 DC/DC 轉(zhuǎn)換器電路重點(diǎn)介紹改善 EMI 性能矢量的系統(tǒng)級和集成電路 (IC) 的特定功能。緩解傳導(dǎo) EMI 的措施通常也可以改善輻射 EMI，這兩方面經(jīng)常相互促進(jìn)的。

第 4 部分 — 輻射發(fā)射 ? 簡介 這篇系列文章的第 4 部分針對電源轉(zhuǎn)換器（特別是工業(yè)和汽車領(lǐng)域使用的電源轉(zhuǎn)換器）在開關(guān)時(shí)產(chǎn)生的輻射排放闡述了一些觀點(diǎn)。 輻射電磁干擾 (EMI) 是一種在特定環(huán)境中動態(tài)出現(xiàn)的問題，與電源轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的寄生效應(yīng)、電路布局和元器件排布及其在運(yùn)行時(shí)所處的整體系統(tǒng)相關(guān)。因此，從設(shè)計(jì)工程師的角度出發(fā)，輻射 EMI 的問題通常更具挑戰(zhàn)性，復(fù)雜度更高，在系統(tǒng)主板使用多個(gè) DC/DC 功率級時(shí)尤為如此。了解輻射 EMI 的基本機(jī)制以及測量要求、頻率范圍和相應(yīng)限制條件至關(guān)重要。本文重點(diǎn)介紹這些方面的內(nèi)容，展示輻射 EMI 測量裝置以及兩個(gè) DC/DC 降壓轉(zhuǎn)換器的結(jié)果。 近場耦合 圖 1 概略介紹了噪聲源與受干擾電路之間基本 EMI 耦合模式特別是電感或 H 場耦合需要 di/dt 較高的時(shí)變電流源和兩條磁耦合回路（或帶有返回路徑的平行導(dǎo)線）。另一方面，電容或 E 場耦合需要 dv/dt 較高的時(shí)變電壓源和兩塊緊鄰的金屬板。這兩種機(jī)制均屬于近場耦合，其中的噪聲源與受干擾電路非常接近，可使用近場嗅探器進(jìn)行測量。

圖 1：EMI 耦合模式? 例如，現(xiàn)代電源開關(guān)，特別是氮化鎵 (GaN) 和碳化硅 (SiC) 基晶體管，其輸出電容 COSS?較低，柵極電荷 QG?較少，能夠以極高的 dv/dt 和 di/dt 轉(zhuǎn)換率進(jìn)行開關(guān)。相鄰電路發(fā)生 H 場和 E 場耦合以及串?dāng)_的可能性很高。然而，隨著互感或電容減小，耦合結(jié)構(gòu)的間距增大，近場耦合顯著減弱。? 遠(yuǎn)場耦合 典型的電磁 (EM) 波以 E 場和 H 場組合的形式傳播。輻射天線源附近的場結(jié)構(gòu)為復(fù)雜的三維模式。從輻射源進(jìn)一步分析，遠(yuǎn)場區(qū)域中的 EM 波由彼此正交并且與傳播方向正交的 E 場和 H 場分量組成。圖 2 展示了這種平面波，它代表輻射 EMI 的主要基準(zhǔn)，受到各種輻射標(biāo)準(zhǔn)的約束。

圖 2：電磁平面波傳播 圖 3 所示的波阻抗等于電場強(qiáng)度與磁場強(qiáng)度之比。遠(yuǎn)場區(qū)域中的 E 和 H 分量同相，因此遠(yuǎn)場阻抗呈阻性，具體值可通過麥克斯韋方程（如方程 1 所示）的平面波解決方案計(jì)算：

如果 λ 是波長，F(xiàn) 是所需頻率，方程 2 通常表示近場和遠(yuǎn)場區(qū)域之間的邊界：

然而，該邊界不是精確的標(biāo)準(zhǔn)，僅用于指示一般性過渡區(qū)域（圖 3 中描述為 l/16 至 3l），其中的場從復(fù)雜的分布形態(tài)演變?yōu)槠矫娌ā?/p>

圖 3：?麥克斯韋定律中近場和遠(yuǎn)場區(qū)域的波阻抗 鑒于多數(shù)天線設(shè)計(jì)用于檢測和響應(yīng)電場，輻射的電磁波通常稱為垂直或水平極化，具體取決于電場方向。測量 E 場天線一般應(yīng)與傳播的 E 場在同一平面中定向，從而檢測最大場強(qiáng)。因此，輻射 EMI 測試標(biāo)準(zhǔn)通常介紹接收天線以垂直和水平極化方式安裝時(shí)的測量。 工業(yè)和多媒體設(shè)備中的輻射?EMI 表 1 列出了聯(lián)邦通信委員會 (FCC) 第 15 部分 B 子節(jié)針對無意輻射體規(guī)定的 A 類和 B 類輻射發(fā)射限值。此外，本規(guī)范第 15.109(g) 條允許在使用美國國家標(biāo)準(zhǔn)協(xié)會 (ANSI) C63.4-2014 規(guī)定的測量方法時(shí)，使用國際無線電干擾特別委員會 (CISPR) 22 規(guī)定的輻射發(fā)射限值（如表 2 所述）。表 1 和表 2 中規(guī)定的限值均針對低于 1GHz 的頻率，使用 CISPR 準(zhǔn)峰值 (QP) 檢測器功能，分辨率帶寬 (RBW) 為 120kHz。表 3 和表 4 規(guī)定的限值針對 1GHz 以上的頻率，此時(shí)使用峰值 (PK) 和平均 (AVG) 檢測器以及分辨率帶寬為 1MHz 的接收器。 對于指定的測量距離，B 類民用或家用應(yīng)用限制通常比 A 類商用或工業(yè)應(yīng)用限制更嚴(yán)格，通常高出 6dB 至 10dB。另請注意，表 1 和表 2 還包括一個(gè)按照 15.31(f)(1) 使用的 20 dB/dec 的反向線性距離 (1/d) 比例系數(shù)，針對 3m 和 10m 天線測量距離對應(yīng)的限值進(jìn)行歸一化處理，從而確定合規(guī)性。例如，如果將天線放置在 3 米而非 10 米的位置，從而保持在測試設(shè)備邊界內(nèi)，則限制幅值調(diào)整約 10.5dB。 表 1：按照 47 CFR 15.109(a) 和 (b) 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的 30MHz 到 1GHz 范圍的輻射發(fā)射場強(qiáng) QP 限值

表 2：按照 47 CFR 15.109(g)/CISPR 22/32 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的 30MHz 到 1GHz 范圍的輻射發(fā)射場強(qiáng) QP 限值

表 3：按照 47 CFR 15.109(a) 和 (b) 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的 1GHz 到 6GHz 范圍的輻射發(fā)射場強(qiáng)限值

表 4：按照 47 CFR 15.109(g)/CISPR 22/32 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的 1GHz 到 6GHz 范圍的輻射發(fā)射場強(qiáng)限值

圖 4 展示了當(dāng)天線距離為 3m 時(shí)，A 類和 B 類相關(guān)限值的圖象。符合 FCC 的設(shè)計(jì)包括采用?Bluetooth?低能耗技術(shù)的氣體傳感器實(shí)施方案，其由電池供電，可從德州儀器 (TI) 購買。用戶可下載有關(guān)此設(shè)計(jì)的FCCA類合規(guī)性報(bào)告，其中列出輻射發(fā)射測試數(shù)據(jù)和圖象，以便查閱相關(guān)信息。

圖 4：FCC 第 15 部分和 CISPR 22 的 A 類和 B 類輻射限值（對于低于和高于 1GHz 這兩種條件，分別使用 QP 和 AVG 檢測器） 如圖 5 所示，輻射 EMI 測試程序包括將待測設(shè)備 (EUT) 和支持設(shè)備放置在半消聲室 (SAC) 或開闊試驗(yàn)場 (OATS) 內(nèi)的非導(dǎo)電轉(zhuǎn)盤（高出基準(zhǔn)接地平面 0.8m）之上，遵循 CISPR 16-1 中所定義。EUT 設(shè)置在與安裝于天線塔上的接收天線相距 3m 的位置。? 使用經(jīng)校準(zhǔn)的寬帶天線（雙錐形天線和對數(shù)周期天線組合，或者 Bilog 天線）的 PK 檢測器預(yù)掃描功能，沿水平和垂直兩種天線極化方向?qū)?30MHz 到 1GHz 的輻射發(fā)射進(jìn)行檢測。這種探究性測試可以確定所有重要發(fā)射的頻率。執(zhí)行該測試后，使用 QP 檢測器檢查相關(guān)的故障點(diǎn)，記錄最終合規(guī)測量值。 在測試期間，EMI 接收器的 RBW 設(shè)置為 120kHz。配置天線的水平和垂直極化方向（將其相對于接地平面旋轉(zhuǎn) 90°），并將高度調(diào)整為高出接地平面 1m 到 4m，以便在考慮地面反射時(shí)，將每個(gè)測試頻率對應(yīng)的場強(qiáng)讀數(shù)最大化。在測量期間，可將轉(zhuǎn)盤上的 EUT 在 0 到 360° 之間旋轉(zhuǎn)，使天線與 EUT 之間的方位角發(fā)生變化，以便根據(jù) EUT 的方位獲得最大場強(qiáng)讀數(shù)。天線位于 EUT 的遠(yuǎn)場區(qū)，對應(yīng)于 3m 天線距離，頻率為 15.9MHz。

圖 5：FCC 第 15 部分和 CISPR 22/32 對應(yīng)的輻射發(fā)射測量裝置 可以使用喇叭天線針對 1GHz 以上的頻率執(zhí)行 PK 檢測器預(yù)掃描，然后在接近限制時(shí)使用 AVG 檢測器。EMI 接收器的 RBW 設(shè)置為 1MHz。天線方向明確，因此無需執(zhí)行高度掃描，接地平面和暗室壁的反射也很難造成干擾。然而，EUT 在這些頻率下的輻射發(fā)射方向性更強(qiáng)，因此轉(zhuǎn)盤再次旋轉(zhuǎn) 360 度，確定天線極化方向以獲得最大響應(yīng)。根據(jù)表 5，測量頻率的上限范圍隨 EUT 的最高內(nèi)部頻率發(fā)生變化。 表5：輻射發(fā)射最大測量頻率（基于 EUT 內(nèi)部時(shí)鐘源的最高頻率）

輻射發(fā)射測試以每米若干分貝/微伏 (dB/mV) 為單位校準(zhǔn)電場強(qiáng)度。天線因子 (AF) 是天線平面產(chǎn)生的電場 (mV/m) 與頻譜分析儀 (SA) 或掃描 EMI 接收器測得的電壓 (dB/mV) 之比。一般而言，校正的發(fā)射電平由方程 3 推導(dǎo)得出，推導(dǎo)時(shí)將 AF、電纜損耗 (CL)、衰減器和 RF 限制器損耗因子 (AL) 以及放大器預(yù)增益 (AG) 考慮在內(nèi)。

圖 6 所示為 LMR16030 60V/3A 降壓轉(zhuǎn)換器輻射發(fā)射測試裝置的照片和結(jié)果。測量條件為 24V 輸入、5V 輸出、3A 負(fù)載電流和 400kHz 開關(guān)頻率。

圖 6：CISPR 22 輻射 EMI 測試：測試裝置照片 (a)；水平和垂直極化天線的輻射 EMI 結(jié)果 (b) 汽車系統(tǒng)中的輻射?EMI 盡管屏蔽電纜可以削弱汽車系統(tǒng)中的干擾效應(yīng)，但 EMI 可通過串?dāng)_“有效地”在易受影響的電路中耦合。在場線耦合效應(yīng)的作用下，對于體積相對較小但電源分布密集、信號通過電纜束的車輛，輻射排放還可能導(dǎo)致信號互連出現(xiàn)輻射抗擾問題?；谏鲜鲈颍u估 EMI 性能便成為汽車工程師在設(shè)計(jì)和測試電動汽車時(shí)重點(diǎn)關(guān)注的問題。 UNECE 10?號法規(guī)和?CISPR 25 CISPR 12 和 CISPR 25 均為國際標(biāo)準(zhǔn)，提供無線電干擾測量的限值和程序，分別為汽車的車載和非車載接收器提供保護(hù)。CISPR 25 特別適用于汽車級別，也適用于所有車用電子組件 (ESA)。與其他標(biāo)準(zhǔn)相比，CISPR 25 通常作為汽車制造商及其供應(yīng)商定義產(chǎn)品規(guī)格的基礎(chǔ)，但不是評定合規(guī)性和遵從情況的基準(zhǔn)。自歐盟電動汽車 EMC 指令廢止后，聯(lián)合國歐洲經(jīng)濟(jì)委員會 (UNECE) 第 10 條規(guī)定中出現(xiàn)這一差別。 CISPR 25 針對車輛元器件排放測量定義了數(shù)種方法和限值類別，兼顧寬帶 (BB) 源和窄帶 (NB) 源。圖 7 說明了針對元器件/模塊使用 PK 和 AVG 檢測器的 5 類限值。測量對象為車輛中工作在廣播和移動服務(wù)頻帶中的接收器。最低測量頻率涉及 150kHz 至 300kHz 的歐洲長波 (LW) 廣播頻帶，最高頻率為 2.5GHz（考慮藍(lán)牙傳輸）。

圖 7：使用內(nèi)襯吸收器的屏蔽外殼 (ALSE) 方法，通過峰值和平均值檢測器（線性頻率標(biāo)度）測得的元器件/模塊的 CISPR 25 5 類輻射限值 對于 30MHz 以下和以上兩種條件下的檢測，掃描接收器的 RBW 分別為 9kHz 和 120kHz。例外情況是 GPS L1 民用（1.567GHz 至 1.583GHz）和全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng) (GLONASS) L1（1.591GHz 至 1.613GHz）頻段。在這兩種頻段下，需要 9kHz 的 RBW 和 5kHz 的最大步長，從而在僅使用 AVG 檢測器的情況下檢測出相應(yīng)的 NB 發(fā)射。 CISPR 25?的天線系統(tǒng) 使用額定輸出阻抗為 50Ω 的線性極化電場天線進(jìn)行測量。表 6 和圖 8 顯示了 CISPR 25 建議使用的天線，可提升不同實(shí)驗(yàn)室所提供結(jié)果的一致性。 表 6：根據(jù) CISPR 25，建議使用電場天線；雙錐形天線和對數(shù)周期天線存在疊加頻率，而 Bilog 天線覆蓋了二種天線各自的頻率范圍。

圖 8：符合 CISPR 25 規(guī)范的測量天線? 對于低頻測量，使用帶地網(wǎng)的無源/有源拉桿單極天線。雙錐形和對數(shù)周期偶極子陣列 (LPDA) 天線通常分別覆蓋 30MHz 至 200MHz 和 200MHz 至 1GHz 的頻率范圍。最后，雙脊喇叭天線 (DRHA) 通常用于 1GHz 至 2.5GHz。寬帶 Bilog 天線的外型比雙錐形或?qū)?shù)周期天線更大，有時(shí)用于覆蓋 30MHz 至 1GHz 的頻率范圍。? 使用?ALSE?進(jìn)行輻射?EMI?測試 圖 9、10 和 11 所示為使用 CISPR 25 ALSE 方法（也稱天線方法）的典型裝置，針對表 6 中規(guī)定的頻率范圍進(jìn)行輻射發(fā)射測量。 EUT 和電纜束放置在高出接地平面 50mm 的非導(dǎo)體介電材料（相對介電常數(shù) εr 較低，不高于 1.4）之上。與接地平面前部平行的線束長度為 1.5m，EUT 與負(fù)載模擬器之間測試線束的總長度不超過 2m。測試線束的長段平行于接地平面朝向天線的邊緣，與邊緣相距 100mm。接地平面的要求是最小寬度和長度分別為 1m 和 2m，或者在整個(gè)設(shè)備下方加上 200mm，取其中的較大值。根據(jù)方程式 2 給定的近遠(yuǎn)場轉(zhuǎn)換以及 1m 天線距離，在 EUT 的近場區(qū)域進(jìn)行測量時(shí)，頻率必須低于 48MHz。

圖 9：單極拉桿天線（150kHz 至 30MHz）的 CISPR 25 輻射發(fā)射測量裝置

圖 10：雙錐形天線（30MHz 至 300MHz）或?qū)?shù)周期天線（200MHz 至 1GHz）的 CISPR 25 輻射發(fā)射測量裝置

圖 11：喇叭天線（1GHz 以上）的 CISPR 25 輻射發(fā)射測量裝置 喇叭天線與 EUT 對齊，其他天線則放置在線束中點(diǎn)。執(zhí)行所有測量時(shí)，天線距離均為 1 米。頻率范圍為 150kHz 至 30MHz 的測量僅針對垂直天線極化執(zhí)行。頻率范圍為 30MHz 至 2.5GHz 的掃描同時(shí)針對水平極化和垂直極化執(zhí)行。 如前文所述，EMI 接收器與 AF 結(jié)合所檢測到的天線電壓可在天線位置產(chǎn)生電場強(qiáng)度。請注意，獨(dú)立的 AF 可用于水平和垂直極化，因此可以使用相應(yīng)的 AF 值對每個(gè)極化方向進(jìn)行測量。? 輻射?EMI?預(yù)合規(guī)測試及結(jié)果 圖 12 為 LM53635-Q1 汽車級同步降壓轉(zhuǎn)換器 [9] 輻射發(fā)射測試裝置的照片。EUT 由汽車電池供電，正負(fù)供電線路均連接線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò) (LISN)。3.5A 阻性負(fù)載下的輸出為 3.3V。開關(guān)頻率為 2.1MHz，高于許多汽車系統(tǒng)所需的 AM 頻帶，同時(shí)啟用了擴(kuò)頻調(diào)頻 (SSFM)。圖 13 至 16 顯示了使用各種測試天線通過 CISPR 25 5 類限值要求的測量結(jié)果。

圖 12：CISPR 25 預(yù)合規(guī)測量裝置照片

圖 13：輻射發(fā)射結(jié)果：150kHz 至 30MHz，拉桿天線，垂直極化

圖 14：輻射發(fā)射結(jié)果：30MHz 至 300MHz，雙錐形天線，水平和垂直極化

圖 15：輻射發(fā)射結(jié)果：200MHz 至 1GHz，對數(shù)周期天線，水平和垂直極化

圖 16：輻射發(fā)射結(jié)果：1GHz 至 2.5GHz，喇叭天線，水平極化? 結(jié)論 輻射發(fā)射影響電源轉(zhuǎn)換器在高頻條件的 EMI 特性 [10]。輻射測試的上限頻率擴(kuò)展到 1GHz 甚至更高（取決于規(guī)范），遠(yuǎn)高于傳導(dǎo)發(fā)射。雖然不像傳導(dǎo)發(fā)射測試那樣簡單直接，但輻射發(fā)射測量對于合規(guī)測試不可或缺，很容易成為產(chǎn)品開發(fā)過程中的瓶頸。 對于汽車應(yīng)用，由于長度原因，電纜束在低頻條件下主要采用輻射結(jié)構(gòu)。測得的輻射發(fā)射曲線主要來源于所連接電纜中的共模電流，由印刷電路板 (PCB) 與電纜之間的近場電耦合驅(qū)動。我將在本文的后續(xù)章節(jié)探討輻射 EMI 減弱技術(shù)。

第 5 部分 — 采用集成 FET 設(shè)計(jì)的 EMI 抑制技術(shù)
? 簡介
本系列文章的第 1 部分至第 4 部分詳細(xì)介紹了開關(guān)電源穩(wěn)壓器引起的傳導(dǎo)發(fā)射和輻射發(fā)射，包括噪聲產(chǎn)生機(jī)制、測量要求、頻率范圍、適用的測試限值、傳播模式和寄生效應(yīng)。在第 5 部分中，我將基于這一理論基礎(chǔ)介紹抑制電磁干擾 (EMI) 的實(shí)用電路技術(shù)。? 一般來說，電路原理圖和印刷電路板 (PCB) 對于實(shí)現(xiàn)出色的 EMI 性能至關(guān)重要。第 3 部分重點(diǎn)強(qiáng)調(diào)通過謹(jǐn)慎的元器件選型和 PCB 布局盡量減小“功率回路”寄生電感的重要性。電源轉(zhuǎn)換器集成電路 (IC) 的封裝技術(shù)及其提供的 EMI 特定功能對此產(chǎn)生了巨大的影響。如第 2 部分所述，必須使用差模 (DM) 濾波方可將輸入紋波電流的幅值充分降低至滿足 EMI 合規(guī)性要求的水平。與此同時(shí)，如果需要抑制約 10MHz 以上的發(fā)射，通常使用共模 (CM) 濾波。在高頻條件下，使用屏蔽也可以獲得優(yōu)異的結(jié)果。? 本文主要介紹這些方面的內(nèi)容，專門聚焦于帶有集成功率 MOSFET 和控制器的轉(zhuǎn)換器解決方案，提供抑制 EMI 的實(shí)例和應(yīng)用指導(dǎo)。一般來說，轉(zhuǎn)換器應(yīng)在合理范圍內(nèi)超出傳導(dǎo) EMI 一定的裕度，為達(dá)到輻射限值預(yù)留空間。幸運(yùn)的是，多數(shù)減少傳導(dǎo)發(fā)射的步驟對于抑制輻射 EMI 同樣有效。? 了解?EMI?的相關(guān)挑戰(zhàn) DC/DC 轉(zhuǎn)換器中的 EMI 主要由其快速開關(guān)的電壓和電流特性所致。與轉(zhuǎn)換器的不連續(xù)輸入或輸出電流相關(guān)的 EMI 相對容易處理，但更大的問題是開關(guān)電壓 dv/dt 和電流 di/dt 中的諧波成分，以及與開關(guān)波形相關(guān)的振鈴。 圖 1 所示為存在噪聲的同步降壓轉(zhuǎn)換器的開關(guān) (SW) 電壓波形。振鈴頻率范圍為 50MHz 至 200MHz，具體取決于寄生效應(yīng)。此類高頻成分可以通過近場耦合傳播到輸入電源線、周邊元器件或輸出總線（如 USB 電纜）。體二極管反向恢復(fù)存在類似的問題，隨著恢復(fù)電流流入寄生回路電感，振鈴電壓升高。

圖 1：同步降壓轉(zhuǎn)換器在 MOSFET 導(dǎo)通和關(guān)斷開關(guān)轉(zhuǎn)換期間的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形和等效電路 圖 2 的原理圖標(biāo)識了降壓轉(zhuǎn)換器電路的兩條重要回路。最大限度縮減電源回路的面積至關(guān)重要，原因是該參數(shù)與寄生電感和相關(guān) H 場傳播成正比。主要設(shè)計(jì)目標(biāo)是通過減小寄生電感最大程度提升寄生 LC 諧振電路的諧振頻率。此舉可以降低存儲的無功能量總值，減少開關(guān)電壓峰值過沖。

圖 2：簡化的同步降壓轉(zhuǎn)換器原理圖（針對 EMI 標(biāo)出了關(guān)鍵回路和走線） 在圖 2 所示的自舉電容回路中，高側(cè) MOSFET 的導(dǎo)通速度由一個(gè)標(biāo)記為 RBOOT?的可選串聯(lián)自舉電阻進(jìn)行控制。自舉電阻會改變驅(qū)動電流瞬變率，降低 MOSFET 導(dǎo)通期間的開關(guān)電壓和電流轉(zhuǎn)換率。另一種方法是在 SW 和 GND 之間添加一個(gè)緩沖電路。同理，該緩沖電路應(yīng)根據(jù)每次開關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)的瞬態(tài)電流尖峰，占用最小的回路面積。當(dāng)然，緩沖電路和柵極電阻會增加開關(guān)功率損耗，需要在效率和 EMI 之間進(jìn)行權(quán)衡。如果效率和散熱性能同樣非常重要，則需要使用其他技術(shù)解決 EMI 相關(guān)的挑戰(zhàn)。 轉(zhuǎn)換器的?PCB?布局 表 1 至表 5 總結(jié)了通過優(yōu)化 PCB 布局及元器件排布削弱 DC/DC 轉(zhuǎn)換器 EMI 信號的基本準(zhǔn)則。我將在本文的后續(xù)部分提供一項(xiàng) PCB 布局案例研究，探討如何優(yōu)化降壓轉(zhuǎn)換器的 EMI 特性。 表 1：布線及元器件排布。

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表 2：GND 平面設(shè)計(jì)。

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表 3：輸入和輸出電容。

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表 4.電感和開關(guān)節(jié)點(diǎn)布局。

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表 5.EMI 管理。

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EMI?輸入濾波器 圖 3 所示為典型的多級 EMI 輸入濾波器。低頻和高頻部分可提供 DM 噪聲衰減，也可選擇 p 級，通過 CM 扼流器提供 CM 衰減。標(biāo)記為 CBULK?的電解電容具有固有的串聯(lián)電阻 (ESR)，可用于設(shè)置所需阻尼，降低轉(zhuǎn)換器輸入的有效品質(zhì)因子，保持輸入濾波器的穩(wěn)定性。 DM 電感的自諧振頻率 (SRF) 限制濾波器第一級可實(shí)現(xiàn)的高頻 DM 衰減。濾波器第二級通常至關(guān)重要，其使用鐵氧體磁珠在高頻條件下提供附加的 DM 衰減，此時(shí)額定阻抗通常為 100MHz。標(biāo)記為 CF1?和 CF2?的陶瓷電容可將噪聲分流到接地端。

圖 3：具有 DM 和 CM 級的三級 EMI 輸入濾波器 DM 濾波器的電感一般設(shè)置為削弱基波和低頻諧波的值。應(yīng)使用盡可能小的電感來滿足低頻濾波要求，因?yàn)樵褦?shù)較多的大電感具有較高的等效并聯(lián)電容 (EPC)，導(dǎo)致其 SRF 較高，影響其在高頻下的性能。 標(biāo)記為 LCM?的 CM 扼流器針對 CM 電流提供較高的阻抗，其泄漏電感也可提供 DM 衰減。然而，在部分要求接地連接必須保持完好的應(yīng)用中，該元器件不適用，這些應(yīng)用需要更安靜的轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)，CM 扼流器不再是首選。 為了演示 CM 扼流器的效果，圖 4 展示了德州儀器 (TI) LM53603，這是一款采用雙層 PCB 的 36V、3A DC/DC 轉(zhuǎn)換器解決方案 [7]。該器件的功率級位于頂層，EMI 輸入濾波器則放置于底部。如圖 4 中的布局所示，濾波器附近的接地平面覆銅區(qū)可借助過孔縫合提供屏蔽效果。此外，在濾波器級以下的所有層中插入敷銅層切口，可避免 VIN 和 GND 走線之間產(chǎn)生寄生電容，從而為噪聲電流提供繞過 CM 扼流器的路徑并讓步于濾波器的阻抗特性。

圖 4：DC/DC 轉(zhuǎn)換器原理圖和 PCB 布局實(shí)施方案 圖 5 所示為國際無線電干擾特別委員會 (CISPR) 25 針對圖 4 的轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)在 150kHz 至 108MHz 之間進(jìn)行的傳導(dǎo)發(fā)射測量。我們提供了使用與不使用 CM 扼流器兩種情況下的測量結(jié)果。使用 Rohde & Schwarz 的頻譜分析儀，所得檢測器掃描結(jié)果的峰值和平均值分別以黃色和藍(lán)色表示。紅色限值圖象為 5 類峰值和平均值限值（峰值限值通常比平均值限值高出 20dB）。

圖 5：CISPR 25 在使用 CM 扼流器 (a) 與不使用 CM 扼流器 (b) 情況下進(jìn)行的傳導(dǎo) EMI 測量 金屬外殼屏蔽 另一種優(yōu)化高頻 EMI 性能的有效方式是添加金屬外殼屏蔽層，從而阻擋輻射電場。外殼通常由鋁制成，采用框架（敞開式）或封閉式設(shè)計(jì)實(shí)施方案。屏蔽外殼可覆蓋除 EMI 濾波器之外的所有功率級元器件，外殼與 PCB 上的 GND 相連，基本形成了一個(gè)帶有 PCB 接地平面的法拉第籠。 這使得從開關(guān)單元到 EMI 濾波器或長輸入線連接（也用作天線）的輻射噪聲耦合顯著減少。當(dāng)然，這會產(chǎn)生額外的元器件和裝配成本，導(dǎo)致散熱管理和散熱測試的難度增加。鋁電解電容的外殼也可以提供電場屏蔽，為實(shí)現(xiàn)此目的，可在電路板上針對性地放置該電容。 DC/DC?轉(zhuǎn)換器案例研究 圖 6 為 60V、1.5A 單片式集成同步降壓轉(zhuǎn)換器電路的原理圖，該電路通過多項(xiàng)功能實(shí)現(xiàn)最佳 EMI 性能。該原理圖還顯示了一個(gè)兩級 EMI 輸入濾波器級，旨在滿足汽車或噪聲敏感型工業(yè)應(yīng)用的 EMI 規(guī)范。為了幫助實(shí)現(xiàn)最佳的 PCB 布局，原理圖中將高電流走線（VIN、PGND、SW 連接）、噪聲敏感型網(wǎng)絡(luò) (FB) 和高 dv/dt 電路節(jié)點(diǎn)（SW、BOOT）突出顯示。

圖 6：采用 EMI 優(yōu)化型封裝和引腳布局的 DC/DC 轉(zhuǎn)換器。內(nèi)置一個(gè)兩級 EMI 輸入濾波器 a.??引腳布局設(shè)計(jì) 圖 6 所示的轉(zhuǎn)換器 IC 優(yōu)勢在于，其 VIN 和 PGND 采用對稱且均衡的引腳排布。該轉(zhuǎn)換器利用兩個(gè)并聯(lián)的輸入回路使寄生回路電感成功減半。上述回路在 PCB 布局中標(biāo)記為“IN1”和“IN2”，如圖 7 所示。兩個(gè)外殼尺寸為 0402 或 0603 的小型電容（在圖 6 中分別標(biāo)記為 CIN1?和 CIN3）放置在盡可能靠近 IC 的位置，最大限度減小輸入回路面積。兩個(gè)回路中的環(huán)流產(chǎn)生相反的磁矩，消除 H 場并降低有效電感。為了進(jìn)一步降低寄生電感，PCB 第 2 層（緊靠頂層電源電路的下方）的 IN1 和 IN2 回路下方設(shè)有返回電流的連續(xù)接地平面，可使場效應(yīng)自行消除。 在電感兩側(cè)各使用一個(gè)陶瓷輸出電容（COUT1?和 COUT2）同樣能夠優(yōu)化輸出電流回路。在輸出端引出兩個(gè)并聯(lián)的接地返回路徑可以將返回電流分成兩部分，有助于減弱“地彈反射”效應(yīng)。

圖 7：僅部署在 PCB 頂層的功率級布局 SW 引腳位于 IC 中心，因此輻射電場會由 IC 兩側(cè)相鄰的 VIN 和 PGND 引腳屏蔽。GND 平面覆銅區(qū)可對將 IC 的 SW 引腳連接到電感端子的多邊形覆層施加屏蔽。SW 和 BOOT 的單層布局意味著 PCB 的底側(cè)不會有 dv/dt 較高的過孔。這樣可以避免在 EMI 測試期間，電場與基準(zhǔn)接地平面耦合。 ?b.??封裝設(shè)計(jì) 與優(yōu)化的引腳排布類似，電源轉(zhuǎn)換器 IC 封裝設(shè)計(jì)也是改善 EMI 信號的關(guān)鍵屬性。例如，德州儀器 (TI) 的 HotRod? 封裝技術(shù)采用引線框上倒裝芯片 (FCOL) 的方式，規(guī)避了功率器件線焊導(dǎo)致封裝寄生電感過高的情況。如圖 8 所示，IC 以上下翻轉(zhuǎn)的形式放置，IC 上的銅柱（也稱為凸點(diǎn)或支柱）直接焊接到引線框架。這種構(gòu)造方法能夠提升密度并較薄的外型，因?yàn)槊總€(gè)引腳都與引線框架直接相連。從 EMI 角度來看，最重要的一點(diǎn)是，與傳統(tǒng)線焊封裝相比，HotRod 封裝降低了封裝的寄生電感。

圖 8：QFN 線焊封裝 (a) 和 HotRod FCOL (b) 封裝的結(jié)構(gòu)對比 HotRod 封裝不僅可以在開關(guān)換向（50MHz 至 200MHz 頻率范圍）期間減少振鈴，還可以降低導(dǎo)通和開關(guān)損耗。圖 9 所示為開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓振鈴隨之得到改善的情況。圖 8 所示為圖 6 中的轉(zhuǎn)換器在 150kHz 至 108MHz 下測得的傳導(dǎo)發(fā)射。測量結(jié)果符合 CISPR 25 5 類要求。

圖 9：使用傳統(tǒng)線焊封裝的轉(zhuǎn)換器 (a) 和 HotRod FCOL 轉(zhuǎn)換器 (b) 時(shí)的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形

圖 10：CISPR 25 傳導(dǎo)發(fā)射測量結(jié)果，(a) 頻率范圍為 150kHz 至 30MHz，(b) 頻率范圍為 30MHz 至 108MHz 總結(jié) 在本文中，我討論了使用電源轉(zhuǎn)換器 IC 的 DC/DC 穩(wěn)壓器電路可以采用的 EMI 抑制技術(shù)。減弱 EMI 的 PCB 布局步驟包括盡量減小布局中的電流“熱回路”面積、避免阻斷電流路徑、采用具有內(nèi)部接地平面的四層 PCB 結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)屏蔽（屏蔽效果遠(yuǎn)超雙層 PCB），以及通過盡量減小開關(guān)節(jié)點(diǎn)覆銅區(qū)域面積來降低電場輻射耦合。 轉(zhuǎn)換器封裝類型是一項(xiàng)重要的選擇標(biāo)準(zhǔn)，新一代器件的開關(guān)節(jié)點(diǎn)振鈴和引腳設(shè)計(jì)得到顯著提升，有助于實(shí)現(xiàn)最優(yōu)的電容放置方案。從輸入濾波的角度而言，抑制低頻噪聲（通常小于 10MHz）相對容易，使用傳統(tǒng)的 LC 濾波器級即可實(shí)現(xiàn)。然而，抑制高頻噪聲（10MHz 以上）通常需要額外使用 CM 扼流器和/或鐵氧體磁珠濾波器級。焊接到 PCB 接地平面的金屬外殼屏蔽層也能有效減輕高頻發(fā)射。 在本系列文章的下一部分中，我將探討使用控制器驅(qū)動分立式功率 MOSFET 的 DC/DC 穩(wěn)壓器電路適用的 EMI 抑制技術(shù)。根據(jù) EMI 進(jìn)行分析，這些技術(shù)更具挑戰(zhàn)性。

第 6 部分 — 采用離散 FET 設(shè)計(jì)的 EMI 抑制技術(shù)
? 簡介

本系列文章的第 1 部分至第 5 部分中，介紹了抑制傳導(dǎo)和輻射電磁干擾 (EMI) 的實(shí)用指南和示例，尤其是針對采用單片集成功率 MOSFET 的 DC/DC 轉(zhuǎn)換器解決方案進(jìn)行了詳細(xì)介紹。在此基礎(chǔ)上，本文繼續(xù)探討使用控制器驅(qū)動分立式高、低側(cè)功率 MOSFET 對的 DC/DC 穩(wěn)壓器電路適用的 EMI 的抑制技術(shù)。使用控制器（例如圖 1 所示同步降壓穩(wěn)壓器電路中的控制器）的實(shí)現(xiàn)方案具有諸多優(yōu)點(diǎn)，包括能夠增強(qiáng)電流性能，改善散熱性能，以及提高設(shè)計(jì)選擇、元器件選型和所實(shí)現(xiàn)功能的靈活性。

圖 1：驅(qū)動功率 MOSFET Q1?和 Q2?的同步降壓控制器的原理圖 然而，從 EMI 角度來看，采用分立式 FET 的控制器解決方案與采用集成 FET 的轉(zhuǎn)換器相比，更具挑戰(zhàn)性。主要有兩方面的考量因素。首先，在緊湊性方面，采用 MOSFET 和控制器的功率級的印刷電路板 (PCB) 布局比不上采用優(yōu)化引腳布局和內(nèi)部柵極驅(qū)動器的功率轉(zhuǎn)換器集成電路 (IC) 。其次，對于死區(qū)時(shí)間管理，在 MOSFET 開關(guān)時(shí)間在額定范圍的轉(zhuǎn)換器中通常更精確。因此，體二極管導(dǎo)通時(shí)間更短，從而能夠改善開關(guān)性能并降低與反向恢復(fù)相關(guān)的噪聲。 本文提供與采用 MOSFET 和控制器及半橋設(shè)計(jì)的多層 PCB 相關(guān)指南，以實(shí)現(xiàn)出色的 EMI 性能。當(dāng)務(wù)之急是謹(jǐn)慎選擇功率級元器件和適合的 PCB 布局，最大程度地減小關(guān)鍵回路寄生電感。布局示例表明，可以在不犧牲效率或熱性能指標(biāo)的情況下減少傳導(dǎo)電磁輻射。 迎接?EMI?相關(guān)挑戰(zhàn) 產(chǎn)生 EMI 的三個(gè)基本要素包括：電噪聲源、耦合路徑及受擾接收器。應(yīng)對其中一個(gè)或所有基本要素，可以實(shí)現(xiàn)干擾抑制，從而實(shí)現(xiàn)合電磁兼容性 (EMC)。在實(shí)踐中，可以采用多種技術(shù)中斷耦合路徑和/或強(qiáng)化可能的受擾電路，例如插入 EMI 濾波器來抑制傳導(dǎo)干擾，借助屏蔽來降低輻射干擾等。 對于與降壓穩(wěn)壓器的不連續(xù)輸入電流（或升壓穩(wěn)壓器的不連續(xù)輸出電流）相關(guān)的低頻 EMI 頻譜幅值，采用傳統(tǒng)的濾波器級進(jìn)行處理相對容易。然而，與開關(guān)換向期間電壓和電流的尖銳邊緣相關(guān)的高 dv/dt 以及 di/dt 會產(chǎn)生諧波分量，從而導(dǎo)致出現(xiàn)更大的問題。高電流柵極驅(qū)動器（在電壓低于 100V 時(shí)，通常集成在控制器中）可以以極高的速度開關(guān)功率 MOSFET。傳統(tǒng)硅 FET 的轉(zhuǎn)換率通常大于 10V/ns和 1A/ns，基于氮化鎵 (GaN) 的器件轉(zhuǎn)換率可能更高。我對本文第 2 部分中梯形開關(guān)波形的時(shí)域特性與其頻譜成分之間的關(guān)系進(jìn)行了研究，闡述了波形的最陡斜率決定高頻頻譜的漸近包絡(luò)，因此，采用降低 dv/dt 和 di/dt 的方法有助于降低產(chǎn)生 EMI 的可能性。 除了電壓和電流的尖銳邊沿之外，與開關(guān)波形相關(guān)的過沖/下沖及隨后產(chǎn)生的振鈴也非常棘手。圖 2 顯示了硬開關(guān)同步降壓穩(wěn)壓器的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形。開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓振鈴頻率范圍為 50MHz 至 250MHz，具體取決于寄生功率回路電感的諧振 (LLOOP)及 MOSFET 輸出電容 (COSS)。此類高頻分量可以通過近場耦合傳播到輸出總線、周邊元器件或輸入電源線，并且難以通過傳統(tǒng)濾波衰減。同步 MOSFET 體二極管反向恢復(fù)存在類似的負(fù)面作用，當(dāng)二極管恢復(fù)電流流入寄生回路電感時(shí)，振鈴電壓升高。

圖 2：同步降壓穩(wěn)壓器在 MOSFET 導(dǎo)通和關(guān)斷轉(zhuǎn)換期間的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形和等效電路 圖 3 的原理圖標(biāo)出了降壓調(diào)節(jié)器電路 [6] 的關(guān)鍵高頻功率回路，代表了具有高轉(zhuǎn)換率電流的電路元件?？梢詫ι龎骸⒎聪嘟祲?升壓、單端初級側(cè)電感轉(zhuǎn)換器 (SEPIC) 和其他拓?fù)溥M(jìn)行類似檢查。最大限度縮減功率回路的面積至關(guān)重要，原因是該參數(shù)與寄生電感和相關(guān) H 場傳播成正比。主要設(shè)計(jì)目標(biāo)是通過減小寄生電感最大程度提升寄生 LC 諧振電路的諧振頻率。由此，降低存儲的無功能量總值，減少開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓峰值過沖和振鈴。此外，達(dá)到臨界阻尼因子的等效電阻實(shí)際上更低，因此任何振鈴都會更早衰減 - 在高頻時(shí)的趨膚效應(yīng)增大回路的寄生電阻時(shí)更是如此。

圖 3：標(biāo)出了同步降壓穩(wěn)壓器中對 EMI 至關(guān)重要的高頻電流回路 圖 3 中，還顯示了導(dǎo)通和關(guān)斷期間高側(cè)和低側(cè) MOSFET 的柵極驅(qū)動器回路。務(wù)必遵從功率級布局期間的特殊注意事項(xiàng)（下文討論），確保功率回路、柵極回路和共源寄生電感都盡可能低。 實(shí)現(xiàn)低?EMI?的?PCB?布局設(shè)計(jì) 以下步驟總結(jié)了 DC/DC 穩(wěn)壓器中元器件位置和 PCB 布局的基本準(zhǔn)則，以幫助盡可能降低噪聲和 EMI 信號。其中一些步驟類似于第 5 部分中針對采用集成 MOSFET 的基于轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)所介紹的步驟。在后續(xù)部分，我將提供 PCB 布局案例研究，探討如何優(yōu)化降壓穩(wěn)壓器 EMI 特性。

布線及元器件排布

將所有功率級元器件排布在 PCB 頂部。 —? 避免將開關(guān)節(jié)點(diǎn)覆銅和電感放在底部，以免對 EMI 測試裝置的基準(zhǔn)平面產(chǎn)生輻射。

將 VCC 或 BIAS 的旁路電容放置于靠近各自引腳的位置。 —? 在將 AGND 引腳與 GND 相連之前，首先電路中連入 CVCC?和 CBIAS?電容。

將臨近的自舉電容與控制器的 BOOT 和 SW 引腳相連接。 —? 利用鄰近的接地覆銅屏蔽 CBST?電容和開關(guān)節(jié)點(diǎn)，降低共模噪聲。

GND?平面設(shè)計(jì)

將 PCB 分層板中的第 2 層接地平面盡可能放在靠近頂層功率級元器件的位置，以消除 H 場、降低寄生電感及屏蔽噪聲。

使用位于頂層與第二層接地平面之間的低 z 軸間距獲得最佳映像平面效果。 —? 在 PCB 分層規(guī)范中將層間距指定為 6 mil。? ? ?

輸入和輸出電容

放置降壓穩(wěn)壓器的 CIN，盡量減小將 CIN?連接到功率 MOSFET 所形成的回路面積。對于升壓穩(wěn)壓器和 SEPIC 穩(wěn)壓器的 COUT，同樣建議如此操作。 —? 功率回路分類為橫向或縱向，具體取決于電容相對于 MOSFET 的放置位置。

CIN?和 COUT?的接地返回路徑應(yīng)由集中放置的頂層平面組成。 —? 使用多個(gè)外部或內(nèi)部 GND 平面連接 DC 電流路徑。

使用外殼尺寸為 0402 或 0603 的低等效串聯(lián)電感 (ESL) 陶瓷電容，并放在 MOSFET 附近，以最大限度地減小功率回路寄生電感。

電感和開關(guān)節(jié)點(diǎn)布局

將電感放置在靠近 MOSFET 的位置。 —? 盡量減小開關(guān)節(jié)點(diǎn)覆銅多邊形面積，從而盡量避免電容耦合及減小共模電流。覆銅區(qū)應(yīng)僅覆蓋電感焊盤并僅占用連接 MOSFET 端子所需的最小面積。

使用鄰近的接地保護(hù)并通過屏蔽限制開關(guān)節(jié)點(diǎn)噪聲。

檢查電感點(diǎn)位置，確保與開關(guān)節(jié)點(diǎn)相連的繞組末端位于繞組幾何結(jié)構(gòu)內(nèi)部的底部，由連接到 VOUT（降壓穩(wěn)壓器）或 VIN（升壓穩(wěn)壓器）的繞組的外層繞線提供屏蔽。

選擇在封裝下方設(shè)有端子的電感。 —? 避免使用可能產(chǎn)生天線輻射效應(yīng)的大型側(cè)壁式端子。

盡可能使用電場屏蔽電感。將屏蔽端子與 PCB 接地平面相連。

柵極驅(qū)動器布線

將控制器放置在盡可能靠近功率 MOSFET 的位置。 —? 連接 HO 和 SW 的柵極驅(qū)動器時(shí)，應(yīng)分別采用最小的布線長度和最小的回路面積，直接連接到高側(cè) MOSFET 柵極和源極端子。 —? 將 LO 的柵極驅(qū)動器直接連接到接地平面上方的低側(cè) MOSFET 柵極，并盡量減小介電間距。 —? 對柵極驅(qū)動器進(jìn)行正交布線，盡量減少功率回路與柵極回路之間的耦合。

EMI?管理

連接 EMI 濾波器元器件時(shí)，應(yīng)避免由電感和開關(guān)節(jié)點(diǎn)輻射產(chǎn)生的電場形成耦合。 —? 如果 EMI 濾波器與功率級的分隔距離不足，可將 EMI 濾波器放在電路板上轉(zhuǎn)換器的對側(cè)。

在 EMI 濾波器下方的所有層上開口，以防寄生耦合路徑影響濾波器的衰減特性。

根據(jù)需要，可添加一個(gè)與 CBOOT?串聯(lián)的電阻（最好小于 10Ω），限制 MOSFET 導(dǎo)通速度，從而降低開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓轉(zhuǎn)換率，減少過沖和振鈴。 —? 自舉電阻會改變驅(qū)動電流瞬變率，從而降低 MOSFET 導(dǎo)通期間的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓和電流轉(zhuǎn)換率。
—? 為提高靈活性，可以考慮使用具有柵極驅(qū)動器專用源極引腳和漏極引腳的控制器。

任何所需的開關(guān)節(jié)點(diǎn)緩沖電路都應(yīng)根據(jù)每次開關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)的瞬態(tài)電流峰值，占用最小的回路面積。 —? 將封裝尺寸最小的元器件連接到 SW（通常是電容），盡量降低其天線效應(yīng)。

使用具有內(nèi)部接地平面的多層 PCB，與雙層設(shè)計(jì)相比，其性能得到顯著提升?！? 避免阻斷 MOSFET 附近的高頻電流路徑。

考慮采用金屬外殼屏蔽優(yōu)化輻射 EMI 性能。 —? 屏蔽外殼可覆蓋除 EMI 濾波器之外的所有功率級元器件，外殼與 PCB 上的 GND 相連，基本形成了一個(gè)帶有 PCB 接地平面的法拉第籠。

DC/DC?同步降壓控制器案例研究 圖 4 顯示用于汽車應(yīng)用或噪聲敏感型工業(yè)應(yīng)用的同步降壓轉(zhuǎn)換器電路 [6] 的原理圖。其中融合了有助于改善 EMI 性能的多項(xiàng)特性，包括恒定開關(guān)頻率操作、外部時(shí)鐘同步以及通過高側(cè) MOSFET 受控導(dǎo)通實(shí)現(xiàn)的開關(guān)節(jié)點(diǎn)整形（轉(zhuǎn)換率控制）。為了幫助實(shí)現(xiàn)最佳的 PCB 布局，原理圖中將高電流走線（VIN、PGND、SW 連接）、噪聲敏感型網(wǎng)絡(luò)（FB、COMP、ILIM）和高?dv/dt 電路節(jié)點(diǎn)（SW、BST、HO、LO、SYNC）突出顯示。高 di/dt 回路類似于圖 3 中標(biāo)示的回路。

圖 4：DC/DC 降壓穩(wěn)壓器原理圖，其中標(biāo)示出 PCB 布局的重要節(jié)點(diǎn)和走線 圖 5 顯示了功率 MOSFET 及輸入電容的兩種橫向回路布局。功率級位于 PCB 頂層，控制器放置于底部。橫向回路設(shè)計(jì)在頂層存在循環(huán)電流（圖 5 中用白框表示），該電流在第二層接地平面上感應(yīng)出映像電流，以抵消磁通，從而降低寄生回路電感。 更具體來說，修改圖 5b 中的布局，使高側(cè) FET (Q1) 旋轉(zhuǎn) 90 度。這樣可以改善 Q1 的散熱效果，從而更好地進(jìn)行熱管理，并可以在 MOSFET 附近方便地放置外殼尺寸為 0603 的低 ESL 電容 (Cin1)，以實(shí)現(xiàn)高頻去耦。考慮到功率級元器件的 U 型布局方向，較短返回連接的輸出電容將放置在低側(cè) MOSFET。

圖 5：兩種傳統(tǒng)的橫向回路布局設(shè)計(jì) 改進(jìn)后的?PCB?布局設(shè)計(jì) 圖 6 所示為改進(jìn)后的布局，其優(yōu)勢是可減小功率回路面積，使多層結(jié)構(gòu)達(dá)到高效率。該設(shè)計(jì)將 PCB 的第 2 層用作功率回路返回路徑。該返回路徑位于頂層的緊下方，形成小尺寸物理回路。垂直回路中的反向電流可使磁場自行消除，從而進(jìn)一步減小寄生電感。圖 6 中的側(cè)視圖展示了在多層 PCB 結(jié)構(gòu)中形成小尺寸自行消除回路的概念。 將四個(gè) 0603 輸入電容放置在盡可能接近高側(cè) MOSFET 的位置（位于圖 6 中大容量輸入去耦電容 CIN1?與 CIN2?之間），這四個(gè)電容具有較小的 0402 或 0603 外殼尺寸及較低的 ESL。這些電容的返回連接通過多個(gè) 12 mil 的過孔連接到第 2 層接地平面。第 2 層接地平面在 MOSFET 的緊下方提供了至低側(cè) MOSFET 源極端子的電流返回路徑。

圖 6：采用垂直功率回路設(shè)計(jì)的功率級和控制器的布局 此外，開關(guān)節(jié)點(diǎn)覆銅多邊形區(qū)域只包含電感焊盤以及連接 MOSFET 所需的最小面積。接地平面覆銅區(qū)可屏蔽將 MOSFET 連接到電感端子的多邊形覆銅區(qū)。SW 和 BST 的單層布局意味著 PCB 的底側(cè)不會有 dv/dt 較高的過孔。這樣可以避免在 EMI 測試期間，電場與基準(zhǔn)接地平面耦合。最后，在電感兩側(cè)各使用一個(gè)陶瓷輸出電容 COUT1?和 COUT2，優(yōu)化輸出電流回路。在輸出端引出兩個(gè)并聯(lián)的返回路徑可以將返回電流分成兩部分，有助于減弱“地彈反射”效應(yīng)。 圖 7a 所示為，圖 4 中的穩(wěn)壓器采用圖 6 中的優(yōu)化布局時(shí)，使用寬帶探頭測得的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形。振鈴不明顯，只存在低幅度過沖和下沖，表示 50MHz 以上時(shí) EMI 性能良好。為進(jìn)行對比，圖 7b 顯示了采用圖 5b 所示橫向回路布局的類似測量結(jié)果。優(yōu)化布局的峰值過沖降低約 8V。

圖 7：VIN?= 48V，IOUT?= 8A 時(shí)的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形，(a) 為優(yōu)化布局，(b) 為橫向回路布局 圖 8 所示為圖 6 中的轉(zhuǎn)換器在 150kHz 至 108MHz 下測得的傳導(dǎo)發(fā)射。使用 Rohde & Schwarz 的頻譜分析儀，所得檢測器掃描結(jié)果的峰值和平均值分別以黃色和藍(lán)色表示。結(jié)果符合國際無線電干擾特別委員會 (CISPR) 25 5 類要求。紅色限值圖象為 5 類峰值和平均值限值（峰值限值通常比平均值限值高出 20dB）。

圖 8：CISPR 25 傳導(dǎo)發(fā)射測量結(jié)果，(a) 頻率范圍為 150kHz 至 30MHz，(b) 頻率范圍為 30MHz 至 108MHz 總結(jié) 功率半導(dǎo)體器件的開關(guān)瞬變是傳導(dǎo) EMI 和輻射 EMI 的主要來源。本文重點(diǎn)介紹在使用控制器和外部 MOSFET 的 DC/DC 穩(wěn)壓器電路中，有助于降低 EMI 的 PCB 布局。關(guān)于布局的主要建議包括，盡量減小布局中的電流“熱回路”面積，避免阻斷電流路徑，采用具有內(nèi)部接地平面的多層 PCB 結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)屏蔽（性能遠(yuǎn)超雙層 PCB），以差分對形式敷設(shè)短而直接的柵極驅(qū)動器走線，以及通過盡量減小開關(guān)節(jié)點(diǎn)覆銅區(qū)域面積來降低電場輻射耦合。 優(yōu)化后的 PCB 布局有助于改善穩(wěn)壓器的 EMI 信號（與降低 EMI 的其他常用“修復(fù)”手段不同，不會犧牲效率或熱性能）。盡管本文圍繞 EMI 敏感的同步降壓功率級進(jìn)行論述，但只要能確定關(guān)鍵回路并實(shí)施文中建議采用的布局方法，通?？梢詫⑦@些概念推廣至任何 DC/DC 穩(wěn)壓器。

第 7 部分 — 反激式轉(zhuǎn)換器的共模噪聲
作者：Timothy Hegarty 本系列文章的第 5 和第 6 部分介紹有助于抑制非隔離 DC-DC 穩(wěn)壓器電路傳導(dǎo)和輻射電磁干擾 (EMI) 的實(shí)用指南和示例。當(dāng)然，如果不考慮電隔離設(shè)計(jì)，DC-DC 電源 EMI 的任何處理方式都不全面，因?yàn)樵谶@些電路中，電源變壓器的 EMI 性能對于整體 EMI 性能至關(guān)重要。 特別是，了解變壓器繞組間電容對共模 (CM) 發(fā)射噪聲的影響尤其重要。共模噪聲主要是由變壓器繞組間寄生電容以及電源開關(guān)與底盤/接地端之間的寄生電容內(nèi)的位移電流所導(dǎo)致的。DC-DC 反激式轉(zhuǎn)換器已被廣泛用作隔離電源，本文專門對其 CM 噪聲進(jìn)行了分析。 反激式拓?fù)?/strong> DC-DC 反激式電路在工業(yè)與汽車市場領(lǐng)域應(yīng)用廣泛，由于可輕松配置成單個(gè)或多個(gè)輸出，尤為適合低成本隔離式偏置軌。需要進(jìn)行隔離的應(yīng)用包括用于單相及三相電機(jī)驅(qū)動器的高壓 MOSFET 柵極驅(qū)動器，以及工廠自動化和過程控制所用的回路供電傳感器和可編程邏輯控制器。? 反激式實(shí)現(xiàn)方案如圖 1 中的原理圖所示，該實(shí)現(xiàn)方案提供了一種結(jié)構(gòu)簡單、元件器數(shù)量少的可靠解決方案。如果可以采用初級側(cè)穩(wěn)壓 (PSR) 技術(shù)，則反饋穩(wěn)壓無需使用光耦合器及其相關(guān)電路，從而能夠進(jìn)一步減少元器件數(shù)量，簡化變壓器設(shè)計(jì)。具有功能型隔離的變壓器可直接實(shí)現(xiàn)電路接地隔離，而增強(qiáng)型隔離則用于安全要求極高的高壓應(yīng)用。