電動(dòng)汽車(chē)技術(shù)是汽車(chē)行業(yè)的未來(lái)，電池和快速充電器系統(tǒng)不斷取得快速發(fā)展。在不犧牲充電時(shí)間的情況下，正在進(jìn)行研究和開(kāi)發(fā)，以確保電池尺寸更小，充電期間的功耗最小。

太陽(yáng)能光伏、風(fēng)力渦輪機(jī)和儲(chǔ)能系統(tǒng)具有三相逆變器，用作主動(dòng)配電網(wǎng)絡(luò)和分布式能源 (DER) 之間的接口。如今，具有更緊湊固態(tài)變壓器 (SST) 的傳統(tǒng)笨重變壓器也需要三相逆變器來(lái)為負(fù)載供電。通常，當(dāng)DER和SST用于為不平衡負(fù)載供電時(shí)，需要三相四線逆變器，為負(fù)載的零序電流提供額外的路徑。

與傳統(tǒng)的 EV 充電器相比，使用基于碳化硅的半導(dǎo)體器件的技術(shù)具有優(yōu)勢(shì)，因?yàn)樗哂卸喾N優(yōu)勢(shì)。傳統(tǒng)上，50 kW EV 充電器有一個(gè)重 1,000 kg 的配電變壓器和一個(gè)重 200 至 600 kg 的單獨(dú)充電單元。此外，這個(gè)重量（變壓器和充電系統(tǒng)）需要安裝在混凝土板上。

每個(gè)模塊都包含一個(gè)三電平升壓 PFC 級(jí)和 1,600-V 至 400-V 隔離式 DC/DC 級(jí)。這些模塊設(shè)計(jì)為可堆疊并支持高達(dá) 450 kW 和未來(lái) 800 V 的電動(dòng)汽車(chē)。

圖 1：具有中性腿的三相四線逆變器。(a) 使用傳統(tǒng)的中性腿。(b) 通過(guò)移除 C+ 改進(jìn)中性邊（來(lái)源：鏈接）

與傳統(tǒng)充電器相比，使用 SiC 的 50kW 充電器重量?jī)H為 100 kg，可壁掛，在相同系統(tǒng)占地面積的情況下提供約 4 倍的功率，并降低了安裝成本。

控制設(shè)計(jì)

圖 2：提議的控制圖（來(lái)源：鏈接）

上面的電路圖顯示了三相四線逆變器的控制策略以及建議的中性支路。在上圖中，建議的中性點(diǎn)顯示在第一部分，三相四線逆變器的閉環(huán)控制顯示在第二部分。

所提議的中性支路僅需要兩個(gè)額外的控制器：功率去耦控制器 G R2 (s)，用于將二階紋波從直流母線中解耦，以及諧波補(bǔ)償器 (HC)，用于補(bǔ)償負(fù)載電流中的諧波。以下部分解釋了基于 SiC 的中性支路的控制。

控制提議的中立腿

中性線電流控制器和功率去耦控制器存在于所提議的中性線支路的控制中。

中性電流控制器

該控制器的工作方式與傳統(tǒng)中性腿的控制器類(lèi)似。因此，相同的控制器可以直接被提議的中性腿用于傳統(tǒng)的中性腿。此處，應(yīng)用與諧振控制器并聯(lián)的簡(jiǎn)單 PI 控制器，假設(shè)中性線電流僅包含基波分量。這里采用低通濾波器 (LPF) 來(lái)獲得 C –的平均電壓，并提取 V –的直流分量：

這里，ω c 是 LPF 的截止頻率。應(yīng)該濾除 100 Hz 及以上的諧波分量，因此ω c設(shè)置為 50 rad/s。PI 控制器可用于調(diào)節(jié)V的平均值至V dc /2。

由上式可知，k p?是比例增益，k i是積分增益 k i。?

為確保通過(guò)中性電感 L n而不是電容器 C –提供中性電流，應(yīng)用了諧振控制器 G R1 (s)：

其中，ω為基波角頻率，ξ 1 為諧振控制器的截止頻率，K R1 為控制器的諧振增益。增益G R1 (s)幾乎處處為零，但諧振頻率ω不為零。V –將作為G R1 (s)?的反饋來(lái)測(cè)量，以將其基本分量調(diào)節(jié)為零。

電源去耦控制器

另一個(gè)諧振控制器G R2 (s) 被應(yīng)用在功率去耦控制器中。?

由上式可知，ξ 2 定義了截止頻率，K R2 是控制器的諧振增益，G R2 (s)在 100 Hz 處具有諧振峰值。直流母線電流 i s、G R2 (s)的反饋和二階分量i s被控制為零。

所提議的中性支路可以提供中性電流，并且可以同時(shí)減少直流母線紋波，其中中性電流控制器和電源去耦控制器并聯(lián)在一起。

三相逆變器的控制

三相四線逆變器以獨(dú)立模式工作，為不平衡負(fù)載提供平衡的三相電壓。因此，交流電壓閉環(huán)控制由內(nèi)部控制環(huán)執(zhí)行。三相由比例諧振電流和電壓控制器獨(dú)立控制：

由上式可知，K p_v 為電壓比例增益，K p_i 為電流控制器；K R_v 是電壓的諧振增益，K R_i是電流控制器；ξ v 和ξ i是截止頻率的系數(shù)。此外，由于功率去耦控制器 G R2 (s)引起的中性點(diǎn)電壓變化，二次諧波需要電流控制器進(jìn)行補(bǔ)償。因此，如上圖所示，HC 與 G P R_i (s)并聯(lián)，以補(bǔ)償 100 Hz 處的諧波：

由上式可知，ξ HC為 HC(s) 的截止頻率，K HC 為控制器的諧振增益。

直流母線電壓要求

圖 3：直流母線電壓要求（來(lái)源：鏈接）

由上式可知，V dc_avg,con 是平均直流母線電壓，V dc_max,con 是傳統(tǒng)中性線支路不平衡二階電源紋波引起的最大直流母線電壓，C eq 是等效直流母線電容.

直流電容

對(duì)于提供 230 V rms交流電壓的三相逆變器，選擇 1,200-V 半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)（Si IGBT 或 SiC MOSFET）。因此，直流母線電壓不應(yīng)超過(guò) 1,200 V。直流母線電容的設(shè)計(jì)必須使直流母線電壓不超過(guò) 750 V。

如第一張圖所示，C dc是靠近開(kāi)關(guān)放置的小型薄膜電容器的總和，可減少電壓過(guò)沖和開(kāi)關(guān)諧波。因?yàn)镃 dc 的值可以忽略不計(jì) (10 μF)，所以總線電容的主要部分是中性腿的電容。然而，考慮到電容器的串聯(lián)連接，等效直流總線電容減小了。

根據(jù)上述等式，C total,pro和C total,con 分別是提議的和傳統(tǒng)的支路所需的總電容。

結(jié)論

與傳統(tǒng)的中性腿相比，基于 SiC 的中性腿提供中性電流并減少二階直流母線紋波。以下參數(shù)是通過(guò)使用基于 SiC 的中性腿實(shí)現(xiàn)的：

輸出功率：50千瓦

輸入電壓：2,400 VAC

輸出電壓：200–500 VDC

峰值效率：97.6%

功率因數(shù)：≥98

輸入電流THD：≤5%

審核編輯：劉清