電器設(shè)備在關(guān)斷或沒有運行主要功能時，其耗電量被稱為待機功耗。一個設(shè)備一整年下來的耗電量可達約8600Wh，若待機功耗能減小1W，就相當于1美元/年的能源成本。盡管待機功耗看似微不足道，但如果考慮到家庭里所有電子設(shè)備的累積效應，這個數(shù)目就很可觀了。美國家庭在這方面的能源成本每年就高達30億美元左右，占美國住宅總用電量的近7%。

例如，從圖1所示的典型機頂盒(STB)，我們可以看到整個系統(tǒng)里有許多子電路。其中，AC/DC適配器采用AC電力線輸入，然后輸出一個DC電壓，為紅色框里的STB供電。STB還包含了一個DC/DC 功率部件，可把AC/DC電源輸出的DC電壓轉(zhuǎn)換為眾多更低的電壓，供數(shù)字處理器和不同外設(shè)的連接所用。

圖1 機頂盒(STB)的典型模塊示意圖

機頂盒系統(tǒng)
機頂盒系統(tǒng)包含有大量不同的子電路，其中每一個都可在待機模式下被關(guān)斷，以降低總功耗。為了通過“能源之星”的認證，AC/DC適配器必須滿足最低滿載效率要求，而且空載功耗小于500mW。

STB要通過“能源之星”認證，必須確保睡眠模式下的功耗小于1W。

所有目標就是通過以下措施提高有功模式下的效率，降低待機功耗的。

1 關(guān)注架構(gòu)級的改進，判斷系統(tǒng)何時處于低功耗狀態(tài)，采取措施提高效率。

2 提高元器件性能以優(yōu)化最低功耗。
下面我們將從AC/DC部分開始分析，接下來是DC/DC和數(shù)字處理器部分。表1是一個采用普通輸入，輸出電壓為32V，總輸出功率為20W的典型反激式設(shè)計的損耗計算。該表表明，我們必須把關(guān)注焦點放在降低損耗上。

變壓器損耗
從表1可看出，人們很容易忽略掉變壓器損耗，而把注意力集中在緩沖電路、二極管以及MOSFET的損耗上。雖然所有這些損耗都非常重要，但緩沖電路損耗是由變壓器的初級和次級繞組之間的松耦合(loose coupling)引起的，要降低緩沖電路損耗，實際上應該從變壓器設(shè)計著手。通過優(yōu)化繞組層的排列，可在初級和次級端之間形成更緊密的耦合，而且有效減少緩沖電路的能量泄漏，從而使互耦合 (mutual coupling)得以改進。

磁性元件是總電源損耗的主要原因，對于頻率很低的滿負載模式和PFM模式，采用損耗較低的材料，加之正確的繞組排列，可以同時降低磁芯損耗和AC損耗，最終提高電源效率。

在任何AC/DC反激式適配器設(shè)計中，由于加載的VIN很大，為了降低開關(guān)損耗，設(shè)計人員不得不采用較低的工作頻率，這就給變壓器帶來了高壓使用的問題。因此初級線圈需要很大的匝數(shù)，以使磁通量密度保持在其飽和點以下的某個合理水平。在空載條件下，另一個造成大量功耗的額外損耗是變壓器的磁化電流。除了流入初級端的電流之外，不論連接負載與否，還有一個磁化電流或勵磁電流(Imag)流入初級端，造成輕載或空載條件下的銅損耗。

圖2 變壓器泄漏和繞組模式

MOSFET損耗及封裝
一般而言，性能更高的轉(zhuǎn)換器設(shè)計可以推動MOSFET硅芯片及封裝技術(shù)，實現(xiàn)尺寸更小、效率更高的產(chǎn)品。

圖3 Power 33&56封裝

低導通阻抗Rds(on)是實現(xiàn)滿載條件下MOSFET傳導損耗最小化的一個關(guān)鍵因素。由于封裝鍵合引線與管腳的阻抗占據(jù)總阻抗的相當大部分，尤其是在Power56與Power33這樣的新MOSFET設(shè)計中尤其明顯，故需要特別關(guān)注使封裝阻抗最小化。

相比其他類型的封裝，采用Power 56/33這樣帶裸露銅引線框架技術(shù)和鋁圓線互連的增強型封裝，可以在占位面積更小的封裝內(nèi)獲得出色的熱性能和最佳的電氣性能。比如，硅晶技術(shù)和封裝技術(shù)兩方面的進步(如雙面冷卻Power33封裝)，催生了出色的熱性能，在電流高達20A的情況下，導通阻抗極低，僅僅為不到2mΩ，而尺寸僅3.3mm×3.3mm。

圖4 先進的雙面冷卻power33封裝

還有一點非常重要，就是不僅要考慮在滿載條件下以更低的Rds(on)來獲得更高的效率，還需考慮輕載條件下Rds(on)×QG(TOT)或品質(zhì)因數(shù)(FOM)。

輕載條件下，Rds(on)沒有那么重要，大部分損耗是由柵極驅(qū)動損耗造成，其為柵極電壓平方的函數(shù)。

優(yōu)化MOSFET的柵極電壓也十分重要，因為若柵極電壓增加，MOSFET的導通阻抗就會下降。不過，當柵極電壓增加時，所需的柵極電荷Qg也隨之增加。柵極驅(qū)動功率P=Qg·V·F，這里，Qg為柵極電荷，V為柵極電壓，F(xiàn)是頻率。

輸出二極管損耗
2A/500mV標準肖特基二極管的傳導損耗大約為1W。若正向電壓降(VF)減小200mV為300mV，損耗可降至600mW，即功耗減小約400mW。對于電流較大的低壓應用來說，用Rds(on)為10mΩ的同步MOSFET來代替肖特基二極管也是一種可選方案。

工作頻率控制
另外還有一些能夠減小控制器開關(guān)頻率的技術(shù)，可用來降低待機模式下的功率半導體開關(guān)損耗。

其中一種技術(shù)是通過降低電源的頻率來減小開關(guān)損耗，從而提高低功率工作模式下的效率。

圖5 脈沖頻率調(diào)制

開關(guān)模式電源有兩種工作模式：脈寬調(diào)制(PWM)模式和脈沖頻率調(diào)制(PFM)模式。在PWM模式下，開關(guān)頻率是固定的。通過改變電源的占空比來控制輸出電壓。

在PFM模式下，通過隨線路和負載條件的變化而改變開關(guān)頻率來控制輸出電壓。這時，開關(guān)頻率與輸出功率成比例。在輸出功率很低時，開關(guān)頻率降低，開關(guān)損耗減小，效率提高。PFM控制器的靜態(tài)電流消耗只限于其基準電壓和誤差比較器的偏置所需的電流。不過，PWM控制器始終帶有一個有源振蕩器，即使在空載時，它也會持續(xù)從輸入源汲取電流。

許多PWM電源控制器都關(guān)斷大部分或部分PWM功能性，以求降低極輕載或空載條件下的損耗。在這種方案中，突發(fā)模式前后還有幾個相關(guān)的延時周期，會帶來可聽噪聲問題。

圖6 遲滯控制

當電源重新開啟，并從輕載向滿載變化時，這種延時還會造成輸出電壓下降，迫使電源設(shè)計人員不得不使用額外的并聯(lián)輸出電容，從而增加系統(tǒng)的成本和尺寸。

先進突發(fā)模式可把輕載條件下的開關(guān)損耗降至最小，缺點是會增加DC輸出紋波，延長控制周期。

啟動電阻損耗
高壓半導體IC工藝的進步讓電源IC可以直接從AC整流高電壓啟動，不再像以往那樣需要啟動電阻來把高電壓降壓到低電壓，從而避免了這部分功耗。

圖7中，高壓內(nèi)部電流源(Ics)為內(nèi)部偏置電路供電，為Cvcc電容充電。而且，當Vcc達到閾值時，內(nèi)部電流源被禁用，PWM的偏置電流來自于調(diào)節(jié)輔助繞組(Auxwndg)。本系統(tǒng)中，低靜態(tài)電流是關(guān)鍵的設(shè)計考慮因素。

圖7 通過Rbias或利用HV IC實現(xiàn)Vcc偏置

DC/DC功率部件
前面我們討論了運用于DC/DC的 PWM、PFM和突發(fā)模式，本節(jié)將著重討論設(shè)計和元件優(yōu)化。

對于MOSFET，除了通常的傳導損耗和開關(guān)損耗之外，還有一些可能被忽略的其他損耗。下面我們將討論其中部分損耗，以及提高滿載和輕載效率的方法。

高邊和低邊同步MOSFET不同的電氣特性要求
當同步降壓轉(zhuǎn)換器的占空比在50%左右時，高邊和低邊MOSFET可以使用相同器件；但占空比較小時，必須根據(jù)不同的條件來分別選擇每個MOSFET。

圖8 Power 56的示意圖與封裝

占空比很小時，高邊MOSFET需要非常快速地導通和關(guān)斷，因此應該選擇具有極小柵極電荷的MOSFET。
對于低邊MOSFET，由于在開關(guān)周期內(nèi)，它的傳導時間要長得多，故支持的RMS電流大得多，這時I2R損耗占主要部分，導通阻抗Rds(on)成為更重要的因子。通過為高邊MOSFET選擇小柵極電荷(Q1)器件，為低邊MOSFET選擇低導通阻抗(Q2)器件，而不是高低邊MOSFET采用相同的器件，可以獲得更高的效率。

直通損耗
當MOSFET的漏源電壓迅速上升時，感應產(chǎn)生的dv/dt會導致MOSFET導通。對于12V或更高的輸入電壓，這可能是一個問題。而且隨著MOSFET的漏源電壓急劇增加，dv/dt感應電壓尖峰可能經(jīng)由Cgd柵漏電容(米勒電容)出現(xiàn)在相應的柵極信號上。

如果dv/dt感應電壓尖峰超過了給定閾值電壓，MOSFET就會在本應該關(guān)斷的時候暫時導通，對總體效率造成不良影響。必須確保所選的控制器使用了“固定死區(qū)時間”或“自適應柵極驅(qū)動”技術(shù)，或者二者兼?zhèn)洹?/p>

死區(qū)時間損耗
當一個同步整流器關(guān)斷時，存在一個死區(qū)時間，以確保高邊MOSFET等待低邊MOSFET關(guān)斷，從而避免交越傳導。在死區(qū)時間內(nèi)，低邊MOSFET的內(nèi)部體二極管由于反向恢復速度很慢，故需要一定的時間才能關(guān)斷，這就在該時間內(nèi)產(chǎn)生額外的功耗。

利用集成有肖特基二極管、幾乎沒有反向恢復時間的MOSFET來代替常規(guī)體二極管，有助于降低死區(qū)時間內(nèi)的體二極管損耗。

圖9 通過提高頻率，減少寄生效應來減小系統(tǒng)尺寸

寄生損耗
任何電路都會因元件封裝和電路布局而存在寄生電感。由于輸出功率等于輸入功率減去寄生功耗，故更高的頻率有助于減小器件的尺寸，把寄生電容和寄生電感效應降至最小。增加開關(guān)頻率可減少元件數(shù)目，提高集成度，增強對寄生效應的控制，從而減小總體電源系統(tǒng)的尺寸。

多個負載開關(guān)
在子電路進入待機模式時，負載開關(guān)可以利用使能管腳或通過I2C控制來關(guān)斷其電源。減小待機電流的一種解決方案是關(guān)斷系統(tǒng)中未使用的子電路或功能模塊。系統(tǒng)中的電路可劃分為許多子電路或功率島區(qū)，其中每一個都整合有一個負載開關(guān)。

在待機模式下，維持供電只是為了子電路保持稍后恢復工作狀態(tài)所必需的信息，圖10中的子電路#1就是這種情況。所有其他子電路則關(guān)斷以節(jié)電。

利用這種方法，盡管待機電流仍然大于關(guān)斷所有子電路的方法，但有可能實現(xiàn)一個可快速恢復的待機狀態(tài)。

這種方法可能帶來一個工程技術(shù)挑戰(zhàn)，即如何實現(xiàn)各模塊啟動/關(guān)斷的正確時序。通過打開或切斷與不同功能模塊連接的負載開關(guān)，可以使系統(tǒng)進入待機模式。一旦GPIO或I2C發(fā)出命令，低功耗DSP就退出待機模式，解碼接收到的信號，通過負載開關(guān)啟動整個系統(tǒng)。

圖10 負載開關(guān)關(guān)斷子電路

數(shù)字處理器
處理器芯片的關(guān)鍵在于使用低功耗技術(shù)，在待機期間減小內(nèi)部工作電壓，把板上振蕩器頻率降至低速，并優(yōu)化電路，降低功耗。對于任何處于有功或待機模式下的邏輯模塊，半導體行業(yè)都提供有一些相應的解決方案，可幫助降低這些損耗。

時鐘門控是一項可用于降低系統(tǒng)有功功耗的技術(shù)。它只在有未決任務(wù)時啟動特定邏輯模塊的時鐘。若沒有未決任務(wù)，特定邏輯模塊的時鐘可被關(guān)斷，故只減小該模塊的有功功率。

還有一種更好的時鐘門控解決方案，即切斷未在使用的那些邏輯模塊的供電。由于有功功率同時與電源電壓和頻率有關(guān)(V2)，我們可以動態(tài)控制電源電壓，或根據(jù)計算任務(wù)的強度調(diào)節(jié)處理器的時鐘頻率，以此來控制有功功率。若性能要求不高，系統(tǒng)可以降低器件的頻率和供電電壓。

圖11 通過I2C控制實現(xiàn)Vout的動態(tài)電壓調(diào)節(jié)

結(jié)語
關(guān)于提高滿載條件下的效率，必須改變傳統(tǒng)的思考方式，轉(zhuǎn)而著眼于通過降低功耗來提高滿載與輕載條件下的效率。

系統(tǒng)工程師必須重點關(guān)注架構(gòu)級和元件級優(yōu)化的改進，以實現(xiàn)最高效的設(shè)計和最低的功耗。特別需要注意的是低磁化電流變壓器設(shè)計，通過降低輕載下銅損耗來提高效率。

此外，還需要通過頂層系統(tǒng)回顧，以找出給定系統(tǒng)中的所有損耗，然后利用帶PFM或突發(fā)模式的控制器來降低輕載功耗。最后，劃分功率島區(qū)，根據(jù)需要利用負載開關(guān)來啟動/關(guān)斷子電路，也可以降低待機功耗。