隨著前沿的DSP、FPGA和CPU工作在越來(lái)越低的供電電壓、并消耗更大的電流，選擇PWM控制器變得并不那么容易了。低于1V的電壓變得非常普遍，而中間總線電壓基本保持不變，在有的具體應(yīng)用中甚至有所增加。系統(tǒng)頻率也在穩(wěn)步增加，以支持更小的電感和電容（L&C）濾波。去年的500kHz到今年變成了1MHz。

　　在要求更低輸出電壓的高電壓應(yīng)用中，電源設(shè)計(jì)師一般依賴于會(huì)增加系統(tǒng)成本的模塊，或者會(huì)增加解決方案外形尺寸和復(fù)雜性的兩級(jí)直流/直流解決方案。本文重點(diǎn)介紹了影響窄導(dǎo)通時(shí)間負(fù)載點(diǎn)（POL）轉(zhuǎn)換的趨勢(shì)，并與常用的電流模式控制架構(gòu)進(jìn)行了比較。文章討論了具有自適應(yīng)斜率補(bǔ)償功能的混合谷值電流模式 （VCM）架構(gòu)，包括在一種新型60V同步降壓控制器中的使用，這種控制器能夠在寬范圍的Vin和Vout組合條件和低占空比條件下提供穩(wěn)定的工作，因此可以實(shí)現(xiàn)從48V到1V負(fù)載點(diǎn)的直接步降轉(zhuǎn)換。

　　對(duì)窄導(dǎo)通時(shí)間負(fù)載點(diǎn)轉(zhuǎn)換的需求

　　降壓轉(zhuǎn)換器是使用最廣泛的一種電源拓?fù)?，最近的發(fā)展趨勢(shì)表明，下一代開(kāi)關(guān)控制器必須能夠在非常小的占空比條件下提供穩(wěn)定高效的工作。雖然電流模式控制方法與電壓模式控制相比具有許多優(yōu)勢(shì)，但也存在取決于應(yīng)用要求的一些自身限制，特別是在占空比限制方面。

　　一般來(lái)說(shuō)，電信和工業(yè)應(yīng)用中的供電系統(tǒng)都是采用多級(jí)轉(zhuǎn)換電路。還有一種連續(xù)供電系統(tǒng)，其負(fù)載點(diǎn)輸入電壓隨著時(shí)間變化會(huì)從3.3V變到5V再到12V。隨著電源要求的提高，12V電源軌的使用如今很常見(jiàn)，而3.3V電源軌的使用則越來(lái)越少。向更高輸入電壓發(fā)展的這一趨勢(shì)部分原因是更大的電流導(dǎo)致低壓電路 中發(fā)生的I2R（電流到電阻）功率損失和相關(guān)問(wèn)題。

　　最近這一趨勢(shì)還在向更高電壓發(fā)展，比如用于工業(yè)應(yīng)用的24V~42V，用于電信的48V。持續(xù)的技術(shù)進(jìn)步已使得控制窄脈沖成為可能。與此同時(shí)，新的研究表明，更高的輸入電壓可以實(shí)現(xiàn)更高的總體效率、更低的系統(tǒng)成本，并通過(guò)降低分布路徑的溫度提高系統(tǒng)可靠性。

　　驅(qū)動(dòng)PWM窄脈沖要求的另外一個(gè)因素是對(duì)更高開(kāi)關(guān)頻率的需求，這將導(dǎo)致更高的功率密度。電源在1MHz開(kāi)關(guān)頻率工作已經(jīng)很常見(jiàn)。事實(shí)上，在汽車信息娛樂(lè)應(yīng)用中，為了避開(kāi)調(diào)幅頻段，這個(gè)開(kāi)關(guān)頻率需要超過(guò)1.8MHz。1MHz時(shí)實(shí)現(xiàn)12V至1V電源轉(zhuǎn)換仍需要產(chǎn)生83ns的脈沖。

　　低占空比工作的局限

　　理想的降壓轉(zhuǎn)換器可以產(chǎn)生低于Vin的任何電壓，甚至到0V，然而在實(shí)際應(yīng)用中存在許多限制，比如參考電壓、內(nèi)部或外部電路損耗，以及更重要的用于產(chǎn)生控制信號(hào)的調(diào)制器類型。對(duì)于一個(gè)特定的輸入電壓來(lái)說(shuō)，參考電壓是阻止控制器覆蓋從0%到100%整個(gè)范圍的最明顯的限制因素。最明顯的是參考電壓：

　　這個(gè)公式表明，輸出可以調(diào)節(jié)到Vref電壓以下。獲得最小Vout的第二個(gè)主要限制因素是控制器的最短導(dǎo)通時(shí)間。對(duì)于一個(gè)給定的輸入電壓（Vin）而言，最小的Vout可以表示為：

　　針對(duì)給定的開(kāi)關(guān)頻率（Fs），上側(cè)MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間等于：

　　控制器使用的控制方法大部分用于驅(qū)動(dòng)它能控制的最小導(dǎo)通時(shí)間。在柵極驅(qū)動(dòng)電路內(nèi)部的一些有意延時(shí)，比如消隱時(shí)間，也會(huì)影響最小導(dǎo)通時(shí)間。在典型的電流模式 PWM控制器中，PWM脈沖的大小取決于誤差放大器的輸出和電感電流信號(hào)，如圖1所示。電流環(huán)路檢測(cè)電感電流信號(hào)，并與VCOMP參考值進(jìn)行比較，比較結(jié)果用于調(diào)制PWM脈沖寬度。由于電流環(huán)路會(huì)強(qiáng)制電感的峰或谷電流跟隨電壓誤差放大器輸出，因此電感在電壓控制環(huán)路中不會(huì)出現(xiàn)。對(duì)電壓環(huán)路來(lái)說(shuō)，雙極點(diǎn)LC 濾波器將變成單電容極點(diǎn)結(jié)構(gòu)。簡(jiǎn)單的2類補(bǔ)償足以穩(wěn)定電壓環(huán)路。

　　適合窄導(dǎo)通時(shí)間工作的調(diào)制器

　　峰值電流模式控制是最常用的架構(gòu)之一，雖然它很好理解，可以提供具有諸多優(yōu)勢(shì)的可靠控制技術(shù)，但當(dāng)要求窄導(dǎo)通時(shí)間工作時(shí)會(huì)呈現(xiàn)顯著的缺點(diǎn)。在峰值電流模式，電感電流信息是在上側(cè)MOSFET上檢測(cè)到的。圖2顯示了上側(cè)和下側(cè)MOSFET中與PWM信號(hào)有關(guān)的典型電流波形。上側(cè)MOSFET的導(dǎo)通事件會(huì)由于導(dǎo)通環(huán)路中的MOSFET內(nèi)外存在不同寄生參數(shù)而產(chǎn)生顯著的振鈴現(xiàn)象。這種振鈴會(huì)向控制電路發(fā)送錯(cuò)誤信號(hào)，并錯(cuò)誤地終止PWM信號(hào)。

　　為了解決這個(gè)問(wèn)題，峰值電流模式開(kāi)關(guān)控制器在檢測(cè)電感電流之前會(huì)使用消隱時(shí)間忽略這個(gè)初始振鈴。一般設(shè)置的消隱時(shí)間是150ns到250ns。這個(gè)消隱時(shí)間要求不允許峰值電流模式控制器調(diào)節(jié)非常窄導(dǎo)通時(shí)間的電源轉(zhuǎn)換。在600kHz頻率時(shí)，即使是12V到1V的電源轉(zhuǎn)換也很難調(diào)節(jié)，這個(gè)頻率相當(dāng)于不到 140ns的最小導(dǎo)通時(shí)間。

　　谷值電流模式控制

　　另外一種方法是谷值電流模式控制，它能很容易地克服峰值電流模式控制下的消隱時(shí)間缺陷。在谷值電流模式控制下，電感電流信號(hào)的檢測(cè)是在上側(cè)MOSFET的關(guān)斷期間進(jìn)行的，從而避免了上側(cè)MOSFET出現(xiàn)振鈴。這種方法解決了控制很窄導(dǎo)通時(shí)間PWM脈沖的問(wèn)題。不過(guò)谷值電流模式也有自身的一些局限。

　　圖2：降壓轉(zhuǎn)換器波形展示了電流模式控制之架構(gòu)中的信號(hào)檢測(cè)位置。

　　谷值電流模式控制有兩個(gè)主要問(wèn)題，即子諧波振蕩和不良的線性調(diào)整率。子諧波振蕩是任何電流模式控制方案中 共有的問(wèn)題。它在峰值電流模式控制中也會(huì)發(fā)生，不過(guò)都是發(fā)生在超過(guò)50%占空比的時(shí)候。對(duì)于谷值電流模式來(lái)說(shuō)情況恰恰相反。

　　電流模式控制器（不管是峰模式還是谷模式）中的子諧波振蕩可以用斜率補(bǔ)償加以避免。然而，固定式斜率補(bǔ)償無(wú)法應(yīng)付所有占空比和電感。如果占空比遠(yuǎn)離斜率補(bǔ)償設(shè)計(jì)中使用的設(shè)定值，子諧波振蕩問(wèn)題還會(huì)發(fā)生。

　　峰值電流模式控制

　　另外一種方法是仿真式峰值電流模式控制，它是峰值電流模式的一種變種，可以規(guī)避消隱時(shí)間限制。通過(guò)測(cè)量低側(cè)MOSFET上的谷電流信息，這種方法可以克服上側(cè)MOSFET的振鈴。這個(gè)谷電流信息隨后就可以用來(lái)仿真電感上沖，進(jìn)而獲得峰電流信息。

　　與峰值電流模式控制中的一樣，仿真式峰值電流模式也存在子諧波振蕩問(wèn)題，需要進(jìn)行斜率補(bǔ)償。這個(gè)斜率補(bǔ)償來(lái)源于仿真的峰電流信號(hào)。雖然仿真式峰值電流模式設(shè)計(jì)兼具蜂電流模式和谷值電流模式控制方法的好處，但它也有缺點(diǎn)，主要因?yàn)榭刂骗h(huán)路中缺少電感信息。

　　兼具兩種模式的優(yōu)點(diǎn)

　　帶自適應(yīng)斜率補(bǔ)償功能的谷值電流模式是克服傳統(tǒng)谷值電流模式控制缺點(diǎn)的一種方法。經(jīng)過(guò)優(yōu)化的自適應(yīng)斜率補(bǔ)償電路可以在所有占空比條件下防止出現(xiàn)子諧波振蕩。這種自適應(yīng)補(bǔ)償和低占空比工作的固有能力使得采用這種架構(gòu)的控制器可以工作在很高的開(kāi)關(guān)頻率。

　　Intersil公司的ISL8117降壓控制器采用的就是一種谷值電流模式控制，它具有低側(cè)MOSFSET Rdson、谷值電流檢測(cè)和自適應(yīng)斜率補(bǔ)償功能。如圖3所示，ISL8117的斜波信號(hào)能夠適應(yīng)施加的輸入電壓，從而有效地提高線路調(diào)整率。其獨(dú)特的谷值電流模式實(shí)現(xiàn)和優(yōu)化的斜率補(bǔ)償功能克服了傳統(tǒng)谷值電流模式控制器的缺點(diǎn)。ISL8117獨(dú)特的控制技術(shù)使得它支持很寬范圍的輸入輸出電壓。事實(shí)上，ISL8117是電壓模式控制和電流模式控制的一種混合方式，同時(shí)擁有兩種調(diào)制架構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)。

　　ISL8117可以在4.5V至60V范圍內(nèi)的任何電壓下工作，它的輸出可以在0.6V至54V之間調(diào)節(jié)。它具有100kHz至2000kHz的可調(diào)頻率范圍，可以產(chǎn)生最短40ns的導(dǎo)通時(shí)間（典型值）。在40ns最短導(dǎo)通時(shí)間時(shí)，該控制器可以1.5MHz頻率下從12V總線產(chǎn)生1V輸出。它還能在更低的頻率下從48V電源產(chǎn)生1V供給。圖4顯示了從穩(wěn)定的48V到1.2V的瞬時(shí)轉(zhuǎn)換。在容易受到特定開(kāi)關(guān)頻率噪聲影響的系統(tǒng)中，ISL8117可以同步到任何外部的頻率源，以減少輻射的系統(tǒng)噪聲和拍頻噪聲。

　　圖3：ISL8117的內(nèi)部控制框圖。

　　圖4：穩(wěn)定的48v到1.2v轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的OA至6A、6A至OA的瞬時(shí)響應(yīng)。

　　借助這種同步降壓控制器，工程師只需包括MOSFET和無(wú)源器件在內(nèi)的10個(gè)元件就能設(shè)計(jì)出一個(gè)完整的直流/直流轉(zhuǎn)換解決方案，并能取得98%的轉(zhuǎn)換效率和1.5%的輸出電壓精度。如圖5所示，ISL8117的低引腳數(shù)量和版圖友好的引腳架構(gòu)還能最大限度地減少交叉走線的數(shù)量，進(jìn)一步提高電源性能。

　　圖5：ISL8117的典型應(yīng)用。

　　本文小結(jié)

　　每種調(diào)制控制模式都有自身的一些局限性，但最近的創(chuàng)新成果，比如具有混合谷值電流模式和自適應(yīng)斜率補(bǔ)償功能的ISL8117 60V降壓控制器，可以用來(lái)更加靈活更加方便地設(shè)計(jì)電源解決方案。ISL8117可以幫助系統(tǒng)設(shè)計(jì)師去除中間轉(zhuǎn)換級(jí)電路，用更小的體積取得更高的功效，同時(shí)降低系統(tǒng)成本，提高產(chǎn)品的可靠性。