軟件無(wú)線(xiàn)電突破了傳統(tǒng)的無(wú)線(xiàn)電臺(tái)以功能單一、可擴(kuò)展性差的硬件為核心的設(shè)計(jì)局限，強(qiáng)調(diào)以開(kāi)放性最簡(jiǎn)硬件為通用平臺(tái)，盡可能地使用可升級(jí)、可重配置的應(yīng)用軟件來(lái)實(shí)現(xiàn)各種無(wú)線(xiàn)電功能。用戶(hù)在同一硬件平臺(tái)上可以通過(guò)配置不同的應(yīng)用軟件來(lái)滿(mǎn)足不同時(shí)間、不同環(huán)境下的不同功能需求，具有很強(qiáng)的靈活性和開(kāi)放性。

DSP(數(shù)字信號(hào)處理器)憑著靈活性、精確性、穩(wěn)定性、可重復(fù)性、體積小、功耗小、易于大規(guī)模集成，特別是可編程性和易于實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)處理等特點(diǎn)，給數(shù)字信號(hào)處理帶來(lái)了巨大的發(fā)展機(jī)遇。

基于上述優(yōu)點(diǎn)，用DSP實(shí)現(xiàn)基于軟件無(wú)線(xiàn)電技術(shù)的基頻發(fā)射機(jī)，不僅降低了產(chǎn)品的成本，減小了設(shè)備體積，滿(mǎn)足系統(tǒng)的需要，而且隨著DSP處理速度的不斷提高，可將內(nèi)插等復(fù)雜運(yùn)算集成到DSP中，完全由軟件實(shí)現(xiàn)，比現(xiàn)有的單芯片發(fā)射機(jī)具有_更大的靈活性和可控性。在資源充足條件下，可以實(shí)現(xiàn)多通道信道化。

1理論基礎(chǔ)

1.1 正交變換理論

正交變換分解在信號(hào)處理中有著極其重要的作用，是軟件無(wú)線(xiàn)電的基礎(chǔ)理論之一。由于希爾伯特(Hilbert)變換可以提供90°的相位變化而不改變頻譜分量的幅度，即對(duì)信號(hào)進(jìn)行希爾伯特變換就相當(dāng)于對(duì)該信號(hào)進(jìn)行正交移相，使它成為自身的正交對(duì)。

實(shí)信號(hào)x(t)的希爾伯特變換定義為x(t)與h(t)=1／(πt)的卷積，表示為：

在DSP中處理的是離散的數(shù)字信號(hào)，由此離散希爾伯特變換中的h(n)可以表示為：

則離散信號(hào)x(n)的離散希爾伯特變換可以表示為：

由此可見(jiàn)，離散希爾伯特變換器可以由FIR(有限沖擊響應(yīng))濾波器來(lái)實(shí)現(xiàn)，可以用窗口法來(lái)設(shè)計(jì)FIR濾波器實(shí)現(xiàn)希爾伯特變換。利用矩形窗設(shè)計(jì)的55階FIR濾波器幅頻響應(yīng)如圖1所示。

但要注意的是，利用FIR濾波器實(shí)現(xiàn)希爾伯特變換將會(huì)使輸出信號(hào)延遲N／2(N為濾波器系數(shù)長(zhǎng)度)，而且輸出信號(hào)的前N個(gè)數(shù)據(jù)和最后N個(gè)數(shù)據(jù)也是不對(duì)的，因?yàn)榇藭r(shí)輸入數(shù)據(jù)已經(jīng)為0。

1.2 內(nèi)插理論

所謂整數(shù)I倍內(nèi)插是指在兩個(gè)原始采樣點(diǎn)之間插入(I-1)個(gè)零值，若設(shè)原始采樣序列為x(n)，則內(nèi)插后的序列xI(m)表示為：

內(nèi)插過(guò)程如圖2所示，其為I=3倍的內(nèi)插，可見(jiàn)圖2(b)中每個(gè)原抽樣點(diǎn)之問(wèn)插入了2個(gè)零值。內(nèi)插后的信號(hào)頻譜為原始序列譜經(jīng)I倍壓縮后得到的譜。因此，要恢復(fù)原始頻譜，必須對(duì)內(nèi)插后的信號(hào)進(jìn)行低通濾波(濾波器帶寬為π／I)。經(jīng)過(guò)低通濾波后的波形如圖2(c)所示?？梢?jiàn)，原來(lái)插入的零值點(diǎn)變?yōu)榈臏?zhǔn)確值，經(jīng)過(guò)內(nèi)插大大提高了時(shí)域分辨率。

2基頻發(fā)射機(jī)的仿真系統(tǒng)設(shè)計(jì)

2.1 基頻發(fā)射機(jī)的模型

給定一種調(diào)制方式，就可以計(jì)算出與其相對(duì)應(yīng)的兩個(gè)正交分量。一般情況下，基頻發(fā)射機(jī)輸出信號(hào)的采樣率要大于最高載頻的2倍以上，但基帶正交信號(hào)的采樣率并不需要如此高速的數(shù)據(jù)流，只要輸出大于2倍信號(hào)帶寬的數(shù)據(jù)流就可以，否則將會(huì)對(duì)DSP處理速度提出過(guò)高的要求。但是，為了使產(chǎn)生的基帶信號(hào)與后邊的采樣速率相匹配，在進(jìn)行正交調(diào)制(與兩個(gè)正交本振混頻)之前必須通過(guò)內(nèi)插把低數(shù)據(jù)率的基帶信號(hào)提升到最終采樣頻率上。因此，適應(yīng)于各種調(diào)制方式的基頻發(fā)射機(jī)模型如圖3所示。

2.2 基頻發(fā)射機(jī)的仿真系統(tǒng)設(shè)計(jì)

假設(shè)輸入信號(hào)為語(yǔ)音信號(hào)，基帶信號(hào)的帶寬為B=4 kHz，對(duì)其進(jìn)行頻率為fs1=20 kHz的采樣并進(jìn)行正交化。混頻頻率fc=40 kHz，對(duì)cos 2πfct與sin 2πfct的采樣率為fs3=400 kHz，因此內(nèi)***I=fs3／fs1=20，為了減少內(nèi)插抗混疊濾波器的系數(shù)長(zhǎng)度，減小抗混疊濾波器的實(shí)現(xiàn)難度，采用2級(jí)內(nèi)插實(shí)現(xiàn)，第1級(jí)實(shí)現(xiàn)I1=4倍內(nèi)插，第2級(jí)實(shí)現(xiàn)I2=5倍內(nèi)插。內(nèi)插抗混疊濾波器采用凱撒窗的FIR濾波器實(shí)現(xiàn)，其中δ=δp=δs=0.001，分兩級(jí)實(shí)現(xiàn)后，每一級(jí)δ1=δ2=30 dB，這樣大大簡(jiǎn)化了抗混疊濾波器的結(jié)構(gòu)。實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖4所示。

3仿真結(jié)果及分析

基頻發(fā)射機(jī)的仿真結(jié)果如圖5所示。

基頻發(fā)射機(jī)的仿真實(shí)現(xiàn)是利用TI公司推出的DSP集成軟件開(kāi)發(fā)環(huán)境CCS(Code Composer StudioV3.0)進(jìn)行的，在CCS中配置為T(mén)MS320C6713。TMS320C6713是TI公司在TMS320C6711基礎(chǔ)上新近推出的C6000系列新一代浮點(diǎn)DSP芯片，它可以在255 MHz的時(shí)鐘頻率下實(shí)現(xiàn)1 800 MIPS(百萬(wàn)條指令每秒)／1 350 MFLOPS(百萬(wàn)次浮點(diǎn)運(yùn)算每秒)的定點(diǎn)和浮點(diǎn)運(yùn)算，可以滿(mǎn)足高速數(shù)據(jù)采集和實(shí)時(shí)控制系統(tǒng)對(duì)信號(hào)處理速度的要求。

為了方便驗(yàn)證CCS仿真實(shí)現(xiàn)的正確性，取輸入信號(hào)為f=3 kHz的單頻余弦信號(hào)，如圖5(a)所示；經(jīng)正交變換后為同頻的正弦信號(hào)，如圖5(b)所示；經(jīng)基頻發(fā)射機(jī)調(diào)制后，輸出結(jié)果相當(dāng)于單邊帶調(diào)制，為單頻f=37kHz的余弦信號(hào)，如圖5(c)所示，其頻譜如圖5(d)所示，可見(jiàn)實(shí)現(xiàn)結(jié)果正確。

4結(jié)束語(yǔ)

本文對(duì)單信道的基頻發(fā)射機(jī)進(jìn)行了CCS仿真實(shí)現(xiàn)，證明基于軟件無(wú)線(xiàn)電技術(shù)和DSP實(shí)現(xiàn)基頻發(fā)射機(jī)具有更大的優(yōu)越性。但由于目前DSP處理速度的限制，采樣率不宜過(guò)高，因此限制了輸出射頻的提高。本文所討論的基于DSP基頻發(fā)射機(jī)的實(shí)現(xiàn)為構(gòu)建真正意義上的軟件無(wú)線(xiàn)電發(fā)射機(jī)提供了前提條件，后續(xù)工作將研究其DSP的具體實(shí)現(xiàn)。