【1】射頻電路中元器件封裝的注意事項
? ? ? ? ? 成功的RF設計必須仔細注意整個設計過程中每個步驟及每個細節(jié)，這意味著必須在設計開始階段就要進行徹底的、仔細的規(guī)劃，并對每個設計步驟的進展進行全面持續(xù)的評估。而這種細致的設計技巧正是國內大多數電子企業(yè)文化所欠缺的。
? ? ? ? ? 近幾年來，由于藍牙設備、無線局域網絡(WLAN)設備，和移動電話的需求與成長，促使業(yè)者越來越關注RF電路設計的技巧。從過去到現(xiàn)在，RF電路板設計如同電磁干擾(EMI)問題一樣，一直是工程師們最難掌控的部份，甚至是夢魘。若想要一次就設計成功，必須事先仔細規(guī)劃和注重細節(jié)才能奏效。
? ? ? ? ? 射頻(RF)電路板設計由于在理論上還有很多不確定性，因此常被形容為一種“黑色藝術”(black art) 。但這只是一種以偏蓋全的觀點，RF電路板設計還是有許多可以遵循的法則。不過，在實際設計時，真正實用的技巧是當這些法則因各種限制而無法實施時，如何對它們進行折衷處理。重要的RF設計課題包括：阻抗和阻抗匹配、絕緣層材料和層疊板、波長和諧波...等。
? ? ? ? ?該視頻是描述了射頻電路中，新建電路元器件封裝大小的注意事項。?
? ? ? ? ?在 WiFi 產品的開發(fā)過程中，射頻電路的布線（RF Circuit Layout Guide）是極為關鍵的一個過程。很多時候，我們可能在原理上已經設計的很完善，但是在實際的制板，上件過后發(fā)現(xiàn)很不理想，實際上這些都是布線（Layout）做的不夠完善的原因。本文將以一個無線網卡的布線實例及本人的一點工作經驗為大家講解一下射頻電路在布線中應該注意的一些問題。

電路板的疊構（PCB Stack Up）

在進行布線之前，我們首先要確定電路板的疊構，就像蓋房子要先有房子的墻壁。電路板的疊構的確定與電路設計的復雜度，電磁兼容的考慮等很多因素有關。下圖給出了四層板，六層板和八層板的常用疊構方式。

在無線網卡的PCB疊構中，基本上不會出現(xiàn)單面板的情況，所以本文也不會對單面板的情況加以討論。

兩層板設計中應該注意的問題。

在四層板的設計中，我們一般會將第二層作為完整的地平面，同時，也會把重要的信號線走在頂層（當然包括射頻走線），以便于很好的控制阻抗。在六層板或者更多層板的設計中，我們同樣會將第二層作為完整的地平面，然后在頂層走最重要的信號線。

PS：可以使用Polar計算單端阻抗與阻抗等，有些Layout軟件自身就集成了阻抗計算器，如Allegro。

阻抗控制

在我們進行原理設計與仿真之后，在Layout中很值得注意的一件事情就是阻抗控制。眾所周知，我們應該盡量保證走線的特征是50歐姆，這主要和線寬有關，在本實例中，是兩層半，在Polar中采用Surface Coplanar Line模型進行阻抗的計算，我們可以得到一組比較理想的值：Height(H)=39.6mil, Track(W)=30mil, Track(W1)=30mil,Thickness=1OZ=1.4mil, Separation(S)=7mil, Dielectric(Er)=4.2，對應的特征阻抗是52.14歐姆，符合要求。如下圖中高亮的線就是這樣的一條射頻走線。

射頻元器件的擺放

相信做過射頻設計的人都應該知道，我們應該盡可能的使走線的長度較短，元器件擺放的越緊湊越好（特殊要求除外），同時，也會盡可能的保證元器件的擺放對布線很有利（不要使走線繞來繞去的）。如下圖，是射頻功率放大器（PA，Power Amplifier）的周圍器件的擺放，我們看到，元器件之間的距離很小。

射頻走線應該注意的問題

如前所述，射頻走線的長度要盡量短，線寬嚴格按照計算好的值去設定。在走線是尤其要注意的是，射頻走線中不要有任何帶有尖狀的折點，在走線的轉折處，最好要用弧線來實現(xiàn)，如下圖

其次，在多層板的走線中，有可能重要的射頻線要產生不可避免的交叉，這時我們就要使用我們最不想使用的東西：過孔。這樣，會有部分射頻信號線走到底層甚至中間層，但無論是哪一層，射頻走線一定會有參考平面，這時一個值得注意的問題就是不要跨層，或者說不要使地平面不連續(xù)。

過孔的放置

過孔的放置真的是一件比較復雜的事情，本文只討論那種接地的過孔。

首先，射頻走線的旁邊的地線最好能通過過孔打穿，接到底層或者中間層的地平面上，這樣可以是任何干擾信號或者輻射有最短的到地的通路，但是，過孔與射頻信號線的距離又不能太近，否則會嚴重影響射頻信號質量，在實際的設計過程中可靈活把握，如下圖，我們看到，高亮的信號線兩層分布著很多過孔。

其次，在面積較大的地平面處，我們通常會放置很多的過孔用于連接不同層的地。這在射頻電路的布線中，要注意的就是大過孔要沒有規(guī)律的打，最好能弄成菱形的，這樣可以最大限度的抑制各種干擾。

【2】射頻電路電源設計注意事項

（1）電源線是EMI 出入電路的重要途徑。通過電源線，外界的干擾可以傳入內部電路，影響RF電路指標。為了減少電磁輻射和耦合，要求DC-DC模塊的一次側、二次側、負載側環(huán)路面積最小。電源電路不管形式有多復雜，其大電流環(huán)路都要盡可能小。電源線和地線總是要很近放置。

(2)如果電路中使用了開關電源，開關電源的外圍器件布局要符合各功率回流路徑最短的原則。濾波電容要靠近開關電源相關引腳。 使用共模電感，靠近開關電源模塊。

（3）單板上長距離的電源線不能同時接近或穿過級聯(lián)放大器（增益大于45dB）的輸出和輸入端附近。避免電源線成為RF信號傳輸途徑，可能引起自激或降低扇區(qū)隔離度。長距離電源線的兩端都需要加上高頻濾波電容，甚至中間也加高頻濾波電容。

（4）RF PCB的電源入口處組合并聯(lián)三個濾波電容，利用這三種電容的各自優(yōu)點分別濾除電源線上的低、中、高頻。例如：10uf，0.1uf，100pf。并且按照從大到小的順序依次靠近電源的輸入管腳。

（5）用同一組電源給小信號級聯(lián)放大器饋電，應當先從末級開始，依次向前級供電，使末級電路產生的EMI 對前級的影響較小。且每一級的電源濾波至少有兩個電容：0.1uf，100pf。 當信號頻率高于1GHz時，要增加10pf濾波電容。

（6）常用到小功率電子濾波器，濾波電容要靠近三極管管腳，高頻濾波電容更靠近管腳。三極管選用截止頻率較低的。如果電子濾波器中的三極管是高頻管，工作在放大區(qū)，外圍器件布局又不合理，在電源輸出端很容易產生高頻振蕩。線性穩(wěn)壓模塊也可能存在同樣的問題，原因是芯片內存在反饋回路，且內部三極管工作在放大區(qū)。在布局時要求高頻濾波電容靠近管腳，減小分布電感，破壞振蕩條件。

（7）PCB的POWER部分的銅箔尺寸符合其流過的最大電流，并考慮余量（一般參考為1A/mm線寬）。

（8）電源線的輸入輸出不能交叉。

(9)注意電源退耦、濾波，防止不同單元通過電源線產生干擾，電源布線時電源線之間應相互隔離。電源線與其它強干擾線（如CLK）用地線隔離。

（10）小信號放大器的電源布線需要地銅皮及接地過孔隔離，避免其它EMI干擾竄入，進而惡化本級信號質量。

（11）不同電源層在空間上要避免重疊。主要是為了減少不同電源之間的干擾，特別是一些電壓相差很大的電源之間，電源平面的重疊問題一定要設法避免，難以避免時可考慮中間隔地層。

（12）PCB板層分配便于簡化后續(xù)的布線處理，對于一個四層PCB板(WLAN中常用的電路板)，在大多數應用中用電路板的頂層放置元器件和RF引線，第二層作為系統(tǒng)地，電源部分放置在第三層，任何信號線都可以分布在第四層。

第二層采用連續(xù)的地平面布局對于建立阻抗受控的RF信號通路非常必要，它還便于獲得盡可能短的地環(huán)路，為第一層和第三層提供高度的電氣隔離，使得兩層之間的耦合最小。當然，也可以采用其它板層定義的方式(特別是在電路板具有不同的層數時)，但上述結構是經過驗證的一個成功范例。

（13）大面積的電源層能夠使Vcc布線變得輕松，但是，這種結構常常是引發(fā)系統(tǒng)性能惡化的導火索，在一個較大平面上把所有電源引線接在一起將無法避免引腳之間的噪聲傳輸。反之，如果使用星型拓撲則會減輕不同電源引腳之間的耦合。

上圖給出了星型連接的Vcc布線方案，該圖取自MAX2826 IEEE 802.11a/g收發(fā)器的評估板。圖中建立了一個主Vcc節(jié)點，從該點引出不同分支的電源線，為RF IC的電源引腳供電。每個電源引腳使用獨立的引線在引腳之間提供了空間上的隔離，有利于減小它們之間的耦合。另外，每條引線還具有一定的寄生電感，這恰好是我們所希望的，它有助于濾除電源線上的高頻噪聲。

使用星型拓撲Vcc引線時，還有必要采取適當的電源去耦，而去耦電容存在一定的寄生電感。事實上，電容等效為一個串聯(lián)的RLC電路，電容在低頻段起主導作用，但在自激振蕩頻率(SRF)：

之后，電容的阻抗將呈現(xiàn)出電感性。由此可見，電容器只是在頻率接近或低于其SRF時才具有去耦作用，在這些頻點電容表現(xiàn)為低阻。

給出了不同容值下的典型S11參數，從這些曲線可以清楚地看到SRF，還可以看出電容越大，在較低頻率處所提供的去耦性能越好(所呈現(xiàn)的阻抗越低)。

在Vcc星型拓撲的主節(jié)點處最好放置一個大容量的電容器，如2.2μF。該電容具有較低的SRF，對于消除低頻噪聲、建立穩(wěn)定的直流電壓很有效。IC的每個電源引腳需要一個低容量的電容器(如10nF)，用來濾除可能耦合到電源線上的高頻噪聲。對于那些為噪聲敏感電路供電的電源引腳，可能需要外接兩個旁路電容。例如：用一個10pF電容與一個10nF電容并聯(lián)提供旁路，可以提供更寬頻率范圍的去耦，盡量消除噪聲對電源電壓的影響。每個電源引腳都需要認真檢驗，以確定需要多大的去耦電容以及實際電路在哪些頻點容易受到噪聲的干擾。

良好的電源去耦技術與嚴謹的PCB布局、Vcc引線(星型拓撲)相結合，能夠為任何RF系統(tǒng)設計奠定穩(wěn)固的基礎。盡管實際設計中還會存在降低系統(tǒng)性能指標的其它因素，但是，擁有一個“無噪聲”的電源是優(yōu)化系統(tǒng)性能的基本要素.

【3】射頻PCB設計的EMC規(guī)范

1 層分布

1.1 雙面板，頂層為信號層，底面為地平面。

1.2 四層板，頂層為信號層，第二層為地平面，第三層走電源、控制線。特殊情況下（如 射頻信號線要穿過屏蔽壁），在第三層要走一些射頻信號線。每層均要求大面積敷地。

1.2 四層板，頂層為信號層，第二層為地平面，第三層走電源、控制線。特殊情況下（如 射頻信號線要穿過屏蔽壁），在第三層要走一些射頻信號線。每層均要求大面積敷地。

2 接地

2.1 大面積接地 為減少地平面的阻抗，達到良好的接地效果，建議遵守以下要求： a) 射頻 PCB 的接地要求大面積接地； b) 在微帶印制電路中，底面為接地面，必須確保光滑平整； c) 要將地的接觸面鍍金或鍍銀，導電良好，以降低地線最抗； d) 使用緊固螺釘，使其與屏蔽腔體緊密結合，緊固螺釘的間距小于λ/20（依具體情 況而定）。

2.2 分組就近接地 按照電路的結構分布和電流的大小將整個電路分為成相對獨立的幾組，各組電路就 近接地形成回路，要調整各組內高頻濾波電容方向，縮小電源回路。注意接地線要短而直， 禁止交叉重疊，減少公共地阻抗所產生的干擾。

2.3 射頻器件的接地 表面貼射頻器件和濾波電容需要接地時，為減少器件接地電感，要求： a) 至少要有 2 根線接鋪地銅箔； b) 用至少 2 個金屬化過孔在器件管腳旁就近接地。 c) 增大過孔孔徑和并聯(lián)若干過孔。 d) 有些元件的底部是接地的金屬殼，要在元件的投影區(qū)內加一些接地孔，表面層 不得布線。

2.4 微帶電路的接地 微帶印制電路的終端單一接地孔直徑必須大于微帶線寬，或采用終端大量成排密布小孔 的方式接地。

2.5 接地工藝性要求

a) 在工藝允許的前提下，可縮短焊盤與過孔之間的距離；

b) 在工藝允許的前提下，接地的大焊盤可直接蓋在至少 6 個接地過孔上（具體數量因 焊盤大小而異）；

c) 接地線需要走一定的距離時，應縮短走線長度，禁止超過λ/20，以防止天線效應 導致信號輻射；

d) 除特殊用途外，不得有孤立銅箔，銅箔上一定要加地線過孔；

e) 禁止地線銅箔上伸出終端開路的線頭。

3 屏蔽

3.1 射頻信號可以在空氣介質中輻射?？臻g距離越大，工作頻率越低，輸入輸出端的寄 生耦合就越小，隔離度則越大。PCB 典型的空間隔離度約為 50dB。

3.2 敏感電路和強烈輻射源電路要加屏蔽，但如果設計加工有難度時（如空間或成本限 制等），可不加，但要做試驗最終決定。這些電路有：

a) 接收電路前端是敏感電路，信號很小，要采用屏蔽。

b) 對射頻單元和中頻單元須加屏蔽。接收通道中頻信號會對射頻信號產生較大干擾， 反之，發(fā)射通道的射頻信號對中頻信號也會造成輻射干擾。

c) 振蕩電路：強烈輻射源，對本振源要單獨屏蔽，由于本振電平較高，對其他單元形 成較大的輻射干擾。

d) 功放及天饋電路：強烈輻射源，信號很強，要屏蔽。

e) 數字信號處理電路：強烈輻射源，高速數字信號的陡峭的上下沿會對模擬的射頻信 號產生干擾。

f) 級聯(lián)放大電路：總增益可能會超過輸出到輸入端的空間隔離度，這樣就滿足了振蕩 條件之一，電路可能自激。如果腔體內的電路同頻增益超過 30－50dB，必須在 PCB 板 上焊接或安裝金屬屏蔽板，增加隔離度。實際設計時要綜合考慮頻率、功率、增益情況 決定是否加屏蔽板。

g) 級聯(lián)的濾波、開關、衰減電路：在同一個屏蔽腔內，級聯(lián)濾波電路的帶外衰減、級 聯(lián)開關電路的隔離度、級聯(lián)衰減電路的衰減量必須小于 30－50dB。如果超過這個值， 必須在 PCB 板上焊接或安裝金屬屏蔽板，增加隔離度。實際設計時要綜合考慮頻率、功 率、增益情況決定是否加屏蔽板。

h) 收發(fā)單元混排時應屏蔽。

i) 數模混排時，對時鐘線要包地銅皮隔離或屏蔽。

4 屏蔽材料和方法

4.1 常用的屏蔽材料均為高導電性能材料，如銅板、銅箔、鋁板、鋁箔。鋼板或金屬鍍 層、導電涂層等。

4.2 靜電屏蔽主要用于防止靜電場和恒定磁場的影響。應注意兩個基本要點，即完善的 屏蔽體和良好的接地性。

4.3 電磁屏蔽主要用于防止交變磁場或交變電磁場的影響，要求屏蔽體具有良好的導電 連續(xù)性，屏蔽體必須與電路接在共同的地參考平面上，要求 PCB 中屏蔽地與被屏蔽電路地要 盡量的接近。

4.4 對某些敏感電路，有強烈輻射源的電路可以設計一個在 PCB 上焊接的屏蔽腔，PCB 在 設計時要加上“過孔屏蔽墻”，就是在 PCB 上與屏蔽腔壁緊貼的部位加上接地的過孔。要求 如下：

a) 有兩排以上的過孔；

b) 兩排過孔相互錯開；

c) 同一排的過孔間距要小于λ/20；

d) 接地的 PCB 銅箔與屏蔽腔壁壓接的部位禁止有阻焊。

4.5 射頻信號線在頂層穿過屏蔽壁時，要在屏蔽腔相應位置開一個槽門，門高大于 0.5mm, 門寬要保證安裝屏蔽壁后信號線與屏蔽體間的距離大于 1mm。

5 屏蔽罩設計

5.1 金屬屏蔽腔的基本結構

5.1.1 此類屏蔽罩被廣泛使用，如圖 27。材料一般為薄的鋁合金，制造工藝一般采用沖 壓折彎或壓力鑄造工藝，這種屏蔽罩有較多的螺釘孔，便于螺釘固定。部分需鋁合金蓋子和 吸波材料增強屏蔽性能。射頻 PCB 需裝在屏蔽腔內，要選擇合適的屏蔽腔尺寸，使其最低 諧振頻率遠高于工作頻率，最好 10 倍以上，詳見附錄 G“金屬屏蔽腔的尺寸設計”。

5.1.2 屏蔽腔的高度一般為第一層介質厚度 15－20 倍或以上，在屏蔽腔面積一定時，要 提高屏蔽腔的最低諧振頻率，需增加長寬比，避免正方形的腔體，如圖 。

? ? ? ? ?5.2 金屬屏蔽腔對 PCB 布局的工藝要求

5.2.1 屏蔽罩與 PCB 板接觸的罩體設計時應考慮 PCB bottom 面的器件高度，特別是插 件器件引腳伸出的高度。

5.2.2 需考慮螺絲禁布區(qū)的大小，防止組裝時損壞表層線路或器件。射頻功放板由于結 構尺寸的限制，其單板尺寸相對較小，故一般要求螺釘安裝空間（禁布區(qū)）至少在安裝孔焊 盤外側。螺釘安裝空間見表 5

.5.2.3 金屬屏蔽罩自身成本和裝配成本很貴，并且外形不規(guī)則的金屬屏蔽罩在制造時很 難保證高精度和高平整性，又使元器件布局受到一些限制；金屬屏蔽罩不利于元器件更換和 故障定位。

5.2.4 盡可能保證屏蔽罩的完整非常重要，進入金屬屏蔽罩的數字信號線應該盡可能走 內層，RF 信號線可以從金屬屏蔽罩底部的小缺口和地缺口處的布線層上走出去，不過缺口 處周圍要盡可能地多布一些地，不同層上的地可通過多個過孔連在一起。

5.2.5 為保證裝配和返修，金屬屏蔽罩周圍５ｍｍ范圍內不能有超過其高度的器件，Chip 小器件到屏蔽罩的距離應該２ｍｍ以上，其它器件距離要求３ｍｍ以上，并且放置朝向最好 符合方便維修方向。

5.2.6 金屬屏蔽罩內部不能有超過其高度的器件，并且器件頂部到屏蔽罩面的距離要符 合安全規(guī)范要求。

5.2.7 需考慮 SMA 微帶插座與 PCB 板接觸時的高度匹配，否則焊接可靠性存在影響。 如圖29所示，設計時須考慮PCB板厚的公差（±10%），金屬屏蔽腔的加工誤差(±0.05mm)。 建議 SMA 微帶插座與 PCB 板的高度間隙不超過 0.5mm，插座與焊盤不允許有明顯偏差。

5.2.8 由于功放板設計的特殊情況，容許 2 塊單板之間信號穿過屏蔽罩，并用飛線連接， 如圖

【4】射頻走線與地

舉個例子來說吧。我們將對多層電路板進行射頻線仿真，為了更好的做出對比，將仿真的PCB分為表層鋪地前的和鋪地后的兩塊板分別進行仿真對比;表層未鋪地的PCB文件如下圖1所示(兩種線寬):　　

　　圖1a：線寬0.1016 mm的射頻線(表層鋪地前)

　　圖1b：線寬0.35 mm的射頻線(表層鋪地前)

圖1：表層未鋪過地的PCB

首先將線寬不同的兩塊板(表層鋪地前)由ALLEGRO導入SIWAVE，在目標線上加入50Ω端口。針對不同線寬0.1016mm和0.35mm， 我們的仿真結果如圖2所示，圖中顯示的曲線是S21，仿真頻率范圍為800MHz-1GHz。

圖2a：表層未鋪地的S21 (線寬0.1016mm)

? ? ? ? ? ? 圖2b：表層未鋪地的S21 (線寬0.35mm)
? ? ? ? ? ? 圖2：表層未鋪地的S21
? ? ? ? ? ? 由圖中可以看到，在800MHz-1GHz的范圍內，仿真的數據展示為小數點后一到兩位的數量級，0.35mm的損耗要比0.1016mm的線小一個數量 級，這是因為0.35mm的線寬在該板的層疊條件下其特征阻抗接近50Ω。 因此間接驗證了我們所做的阻抗計算(用線寬約束)是有一定作用的。
? ? ? ? ? ?接下來我們做了表層鋪地后的同樣的仿真(800MHz-1GHz)，導入的PCB文件如下圖。

圖3a：0.1016 mm的射頻線(表層鋪地)

? ? ? ?圖3b：0.35 mm的射頻線(表層鋪地)

圖3：表層鋪過地后的PCB

仿真結果如下圖:

圖4a：表層鋪地后的S21 (0.1016mm)

圖4b：表層鋪地后的S21 (0.35mm)

圖4：表層鋪過地后的S21

圖中看到，仿真的數據顯示，該傳輸線的線損已經是1-2 dB的數量級了，當然0.35 mm的損耗要明顯小于0.1016 mm的。另外一個明顯的現(xiàn)象是相對于未鋪地的仿真結果，隨著頻率由800MHz到1GHz的增加，損耗趨大。