與零中頻結(jié)構(gòu)類似的是低中頻接收機(jī)[14]，在這個(gè)接收機(jī)中，射頻信號(hào)被向下變頻到非零的較低的或中等的中頻信號(hào)，而不是直接變頻到直流。在這種情況下，一個(gè)射頻帶通濾波器被用于入射信號(hào)，隨后將信號(hào)進(jìn)行放大。這個(gè)信號(hào)通過一個(gè)性能比較強(qiáng)健的模數(shù)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換到數(shù)字域，從而可以使用DSP 來進(jìn)行數(shù)字濾波以選通信道并消除正交解調(diào)器中同相正交（I/Q）失衡的問題。這個(gè)結(jié)構(gòu)仍然允許有較高的集成度，沒有零中頻結(jié)構(gòu)所存在問題的困擾，這是因?yàn)樗枰男盘?hào)不在直流附近。然而，在這個(gè)結(jié)構(gòu)中，鏡像頻率問題又再次被引入，并且由于需要較高的轉(zhuǎn)換速率，從而提高了模數(shù)轉(zhuǎn)換器的功耗。

最后，以前所介紹方法的替代方案是帶通采樣接收機(jī)[15]，[16]，見圖2(c)。在這個(gè)結(jié)構(gòu)中，接收到的信號(hào)由射頻帶通濾波器進(jìn)行濾波，這個(gè)濾波器可以是調(diào)諧濾波器或一個(gè)濾波器組。這個(gè)信號(hào)經(jīng)過寬帶低噪聲放大器進(jìn)行放大。由一個(gè)高采樣率的模數(shù)轉(zhuǎn)換器對(duì)信號(hào)進(jìn)行采樣，并將其轉(zhuǎn)換到數(shù)字域，然后進(jìn)行數(shù)字處理。這種結(jié)構(gòu)是基于這樣一個(gè)事實(shí)基礎(chǔ)之上的，即無需進(jìn)行任何向下變頻便可以將模數(shù)轉(zhuǎn)換器中的采樣電路和保持電路從直流 到輸入的模擬信號(hào)帶寬之間的能量折疊進(jìn)入第一個(gè)奈奎斯特區(qū)[0，fs/2]。這個(gè)結(jié)構(gòu)利用了采樣和保持電路的一些優(yōu)點(diǎn)。正如在文獻(xiàn)[16]中所描述的，有可能根據(jù)下列關(guān)系式來準(zhǔn)確地得到由此而生成的中頻頻率fIF

如果為

?(1)

其中，fc?是載波頻率，fs?是采樣頻率，fix(a)是截取參數(shù)a 和參數(shù)b 的小數(shù)部分后所得到的值，rem(a，b)是a 除以b 的余數(shù)。

在這種情況下，射頻帶通信號(hào)濾波器起著一個(gè)重要的作用，因?yàn)樗仨殞⑺谕l段的奈奎斯特區(qū)以外所有的信號(hào)能量（基本上是噪聲）降低，否則，它們會(huì)與信號(hào)相混疊。如果不進(jìn)行濾波，在所要求的奈奎斯特區(qū)外的信號(hào)能量（噪聲）將與所期望的信號(hào)一起被折回進(jìn)入第一個(gè)奈奎斯特區(qū)，從而產(chǎn)生信噪比的劣化。這可由下式給出

??(2)

其中，S 代表著所期望信號(hào)的功率，Ni和N0?分別是在頻段內(nèi)和頻段外的噪聲，n 是混疊奈奎斯特區(qū)的數(shù)量。

這種方法的好處是所需的采樣頻率和隨后的處理速度是與信號(hào)帶寬而不是與載波頻率成正比的。這便減少了元件的數(shù)量。

然而，還存在一些關(guān)鍵性的要求。例如，采樣和保持電路（通常在模數(shù)轉(zhuǎn)換器內(nèi)）的模擬輸入信號(hào)的帶寬必須要將射頻載波頻率包含在內(nèi)，考慮到現(xiàn)代模數(shù)轉(zhuǎn)換器的采樣率，這便會(huì)成為一個(gè)很嚴(yán)重的問題。時(shí)鐘抖動(dòng)也同樣是一個(gè)問題。還有，要求進(jìn)行射頻帶通濾波以避免信號(hào)的交疊。

其它建議用于SDR?接收機(jī)的結(jié)構(gòu)包括采用基于離散時(shí)間模擬信號(hào)處理的射頻信號(hào)直接采樣技術(shù)來接收信號(hào)，如在文獻(xiàn)[17]和[18]中所開發(fā)出來的結(jié)構(gòu)。這些方法依然處于極不成熟的階段，但由于它們?cè)趯?shí)施可重構(gòu)接收機(jī)時(shí)具有的潛在的效率，人們還是應(yīng)當(dāng)對(duì)此進(jìn)行深入研究的。

軟件無線電發(fā)射機(jī)的結(jié)構(gòu)

前置端

在這一節(jié)中，我們討論了若干個(gè)可能用于SDR 系統(tǒng)的發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)。正如我們已經(jīng)了解到的，一個(gè)發(fā)射機(jī)并不僅僅是功率放大器，而且還有其它各種不同的電路元件，統(tǒng)稱為前置端。功率放大器的設(shè)計(jì)是發(fā)射機(jī)設(shè)計(jì)中最具有挑戰(zhàn)性的，它對(duì)無線系統(tǒng)的覆蓋面積，產(chǎn)品成本和功耗有很大的影響。這里，我們從對(duì)完整的發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)的分析開始，在接下來的章節(jié)中，要討論功率放大器，因?yàn)樗桥cSDR 相關(guān)的。這個(gè)綜述主要是在文獻(xiàn)[19]的基礎(chǔ)上撰寫的。

第一個(gè)結(jié)構(gòu) [ 圖3（a）] 是一個(gè)通用超外差發(fā)射機(jī)，它是圖2（b）所示的超外差接收機(jī)的對(duì)偶系統(tǒng)。信號(hào)是在數(shù)字域內(nèi)產(chǎn)生的，隨后由簡(jiǎn)單的采樣數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）轉(zhuǎn)化到模擬域。信號(hào)在中頻下進(jìn)行調(diào)制，此時(shí)進(jìn)行放大和濾波以消除在調(diào)制過程中所生成的諧波。最后，采用本振源（LO2）將信號(hào)向上變頻為射頻信號(hào)，通過濾波來剔除不期望出現(xiàn)的鏡像邊帶，由射頻放大器進(jìn)行放大并饋入發(fā)射天線。I/Q 調(diào)制是在中頻下進(jìn)行的，這意味著硬件元件的設(shè)計(jì)比起采用射頻調(diào)制要容易一些。最后，整體增益是在中頻下控制的，此時(shí)，比較容易制作高質(zhì)量可變?cè)鲆娣糯笃?。然而，和接收機(jī)一樣，這樣一個(gè)結(jié)構(gòu)有許多問題。因此，這個(gè)結(jié)構(gòu)主要是用于微波點(diǎn)對(duì)點(diǎn)無線鏈接，如用于回傳通信[6]，[7]， 當(dāng)然還有上面所提到的無線電發(fā)射機(jī)領(lǐng)域。電路的數(shù)量和低的集成度，以及功率放大器所要求的線性度，加上難以實(shí)施的多模式操作通常會(huì)阻礙超外差發(fā)射機(jī)在SDR 中的應(yīng)用。

圖3（b）展示了一個(gè)直接轉(zhuǎn)換發(fā)射機(jī)的方框圖[20]，[21]，這是一個(gè)簡(jiǎn)化版超外差前置端。和最后那個(gè)例子一樣，它使用了兩個(gè)數(shù)模轉(zhuǎn)換器來將基帶數(shù)字化的I，Q信號(hào)轉(zhuǎn)化到模擬域。隨后的低通濾波器消除了奈奎斯特鏡像信號(hào)，從而改善了本底噪聲（背景噪聲）。這些信號(hào)是通過使用一個(gè)高性能I/Q 調(diào)制器在射頻處直接進(jìn)行調(diào)制的。隨后，信號(hào)由頻率中心在所期望的輸出頻率處的帶通濾波器進(jìn)行濾波，并由功率放大器來加以放大。

圖3、（a）一個(gè)超外差發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)，其中I/Q 數(shù)字信號(hào)被轉(zhuǎn)換到模擬域，經(jīng)過低通濾波，在中頻上進(jìn)行調(diào)制。然后，信號(hào)被放大，濾波，及向上變頻到射頻頻率，然后在發(fā)射之前再進(jìn)行濾波和放大。（b）一個(gè)直接轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)，其中I/Q 數(shù)字信號(hào)經(jīng)由數(shù)模轉(zhuǎn)換器傳遞到模擬域，經(jīng)過濾波，然后直接在所要求的射頻頻率上進(jìn)行調(diào)制。在這之后，射頻信號(hào)經(jīng)過濾波，并且由功率放大器放大。BPF 帶通濾波器，DAC：數(shù)模轉(zhuǎn)換器，DPA：驅(qū)動(dòng)功率放大器，I：同相分量，LO：本振源，LPF：低通濾波器，PA：功率放大器，Q：正交分量；

在一個(gè)頻率捷變系統(tǒng)中，信號(hào)鏈路的設(shè)計(jì)必須使得載波頻率可以在一個(gè)定義好的頻段內(nèi)合成，這便會(huì)要求使用一個(gè)寬帶后調(diào)制器或可調(diào)后諧調(diào)制器的濾波操作來消除抑制帶外噪聲。因此，鑒于被稱為“注入牽引”（injection pulling）現(xiàn)象的產(chǎn)生[22]，在功率放大器輸出端口的強(qiáng)信號(hào)可能會(huì)耦合到LO2?上。因此，LO2?的頻率會(huì)被牽引而偏離所要求的頻率值。

即使這種結(jié)構(gòu)減少了所要求電路的數(shù)量，并允許進(jìn)行高度的集成，它還是存在一些缺點(diǎn)的，如可能的載波泄漏和相位與增益的失配。在射頻頻段也許需要進(jìn)行增益控制，這種結(jié)構(gòu)同樣要求功率放大器具有好的線性度。通過精心的設(shè)計(jì)，這些發(fā)射機(jī)可以用于SDR，并且隨著集成技術(shù)的發(fā)展，我們已經(jīng)見證了超外差到直接轉(zhuǎn)換發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)的快速過渡。

功率放大器部分

在前面幾個(gè)結(jié)構(gòu)中，所使用的射頻功率放大器（功率放大器模塊）是A 類，AB 類或B 類，當(dāng)工作在壓縮區(qū)時(shí)，它們展示出最高的效率，而工作在開關(guān)模式時(shí)，則采用D 類，E 類或F 類[23]。后一種高效率功率放大器工作在非線性很強(qiáng)的模式下。因此，它們只能放大恒定包絡(luò)調(diào)制信號(hào)，如用于全球移動(dòng)通信系統(tǒng)（GSM）的接入格式中。寬帶碼分多址接入（W-CDMA）和正交頻分復(fù)用（OFDM）這些新型接入模式中使用的正交幅值調(diào)制類型（QAM）具有很高的峰均功率比（PAPR）。防止放大器進(jìn)入壓縮狀態(tài)的標(biāo)準(zhǔn)做法是在回退模式下（Back- off）進(jìn)行操作，即減小輸入功率直到功率放大器不再被驅(qū)動(dòng)進(jìn)入壓縮狀態(tài)。遺憾的是，這極大地降低了效率，特別是對(duì)于高PAPR 信號(hào)來說。人們已經(jīng)建議使用若干線性化技術(shù)，如反饋，前饋，或數(shù)字預(yù)失真[23]，[24]，并對(duì)它們進(jìn)行了評(píng)估，但這些技術(shù)還沒有廣泛地應(yīng)用于全集成化功率放大器中。

人們對(duì)如何有效地發(fā)射一個(gè)高PAPR 信號(hào)這個(gè)問題已經(jīng)進(jìn)行了若干年的深入研究。為了提高效率，人們正在對(duì)幾年前所建議的一種Kahn 技術(shù)[25]進(jìn)行研究以便將其用于新的發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)中。

由Kahn 所建議的包絡(luò)分離和恢復(fù)（EER）技術(shù)是對(duì)極度非線性化，效率極高的發(fā)射機(jī)進(jìn)行線性化的一種方法。在這些系統(tǒng)中，通過對(duì)射頻輸出功率放大器的電源電壓進(jìn)行動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)來將信號(hào)的幅值恢復(fù)到相位調(diào)制信號(hào)表征狀態(tài)。圖4 展示了一個(gè)傳統(tǒng)的EER 結(jié)構(gòu)。雖然這是一個(gè)很吸引人的概念，但實(shí)際實(shí)施起來卻是非常具有挑戰(zhàn)性的。這個(gè)挑戰(zhàn)主要在于要設(shè)計(jì)出一個(gè)完美的延遲線，一個(gè)準(zhǔn)確的限制器，一個(gè)允許高PAPR 值和大帶寬的經(jīng)過改進(jìn)的偏置電路，以及進(jìn)行相位調(diào)制信號(hào)放大的開關(guān)/飽和射頻功率放大器所能覆蓋的帶寬[30]。

圖4、Kahn 放大器部分的方框圖，其中射頻輸入信號(hào)被分離進(jìn)入兩個(gè)分支。一個(gè)分支是經(jīng)過了延遲的帶有相位信息的恒定包絡(luò)射頻載波（是由一個(gè)限制器和一條延遲線組成的）。另一個(gè)分支承載著要進(jìn)行放大的信號(hào)包絡(luò)的幅值信息（Bias Ckt 這個(gè)分支），并且隨后饋入射頻功率放大器的漏極電壓端。

由于這些原因，在現(xiàn)代化的設(shè)計(jì)中，隨著DSP 容量極大的提高，采用數(shù)字方法來實(shí)施包絡(luò)檢測(cè)器，限制器和延遲線（時(shí)延）是非常有利的。這種數(shù)字版本的EER發(fā)射機(jī)被用于極坐標(biāo)發(fā)射機(jī)中，我們將在后面對(duì)此進(jìn)行說明。

一個(gè)很有遠(yuǎn)見的解決方案是采用脈寬調(diào)制來生成我們接下來將要介紹的所謂全數(shù)字式發(fā)射機(jī)。由于這種可賦予認(rèn)知能力的新型SDR 結(jié)構(gòu)的實(shí)施，而使得這種全數(shù)字化的方法變得非常重要。由于這種方法允許使用具有極高效率的發(fā)射機(jī)，如圖5 所示的S 類功率大器，因此它能夠使得直流功耗變得很低。

此外，隨著數(shù)字信號(hào)處理器速度的提高，為了開發(fā)全數(shù)字化發(fā)射機(jī)，我們預(yù)見DSP 可以在射頻頻率提供射頻信號(hào)算法（特別是對(duì)開關(guān)放大器來說，其中它的輸入是數(shù)字脈寬調(diào)制信號(hào)，輸出是射頻調(diào)制信號(hào)）。

如圖5 所示，一個(gè)S 類放大器[26]可以是一個(gè)純粹的開關(guān)放大器，后面再跟上一個(gè)低通濾波器（來產(chǎn)生包絡(luò)信號(hào)）或一個(gè)帶通濾波器（來產(chǎn)生射頻信號(hào)）。這種理想化的放大器沒有直流功耗，這是因?yàn)檩敵鲭妷汉?a href="http://m.makelele.cn/tags/電流/" target="_blank">電流交替為零，因此，在理想狀態(tài)下，效率可以達(dá)到100%。在現(xiàn)實(shí)情況下，S 類放大器在進(jìn)行信號(hào)過渡時(shí)，將會(huì)消耗一些功率。這是因?yàn)樵趯?shí)際器件中，互連元件和寄生電容會(huì)產(chǎn)生一些損耗，從而會(huì)產(chǎn)生有限的開關(guān)時(shí)間。輸入脈寬調(diào)制信號(hào)可以由數(shù)字信號(hào)處理器來產(chǎn)生，不再需要寬帶數(shù)模轉(zhuǎn)換器，從而有可能降低成本。

圖5、一個(gè)S 類功率放大器的簡(jiǎn)化電路，其中通過數(shù)字方式產(chǎn)生的脈寬調(diào)制信號(hào)被施加到它的輸入端。這個(gè)電路經(jīng)過低通或帶通濾波后將會(huì)產(chǎn)生一個(gè)基帶信號(hào)或一個(gè)射頻信號(hào)。

遺憾的是，如果觀察一下現(xiàn)實(shí)世界的情況，現(xiàn)在還不可能設(shè)計(jì)出一個(gè)工作在很高頻率下的S 類高效率放大器。盡管如此，人們正在這個(gè)領(lǐng)域中做出著一些成果[27]。人們正試圖用Sigma-Delta 調(diào)制器進(jìn)行類似的嘗試[28]，[29]。

由于這個(gè)原因，采用在新結(jié)構(gòu)中廣泛使用的開關(guān)放大器便是基于極坐標(biāo)發(fā)射機(jī)架構(gòu)中包絡(luò)消除和恢復(fù)這個(gè)理論基礎(chǔ)之上的[30]，[31]，在這個(gè)結(jié)構(gòu)中對(duì)包絡(luò)信息進(jìn)行了調(diào)制。因此，所需的帶寬要小得多，這是因?yàn)橹挥谢鶐盘?hào)才被放大。這便可以允許使用高效率的S 類放大器，見圖6。

圖6、極坐標(biāo)發(fā)射機(jī)的方框圖。信號(hào)是由DSP 產(chǎn)生的，并被分為包絡(luò)分量和恒定包絡(luò)相位調(diào)制分量。脈寬調(diào)制包絡(luò)信號(hào)由S 類調(diào)制器進(jìn)行放大，隨后經(jīng)過低通濾波來產(chǎn)生模擬信號(hào)包絡(luò)，并被提供作為射頻功率放大器的偏置。恒定包絡(luò)相位調(diào)制分量由混合器向上變頻到射頻頻率，并由射頻功率放大器進(jìn)行放大。

如果我們考慮一下圖6 的電路，S 類放大器僅僅是放大了輸入信號(hào)的包絡(luò)（通過數(shù)字信號(hào)處理器DSP 在數(shù)字域中進(jìn)行檢測(cè)）。在這種情況下，S 類放大器僅被用來改變射頻高功率放大器的偏置電壓，Vdd(t)。在相位路徑上，恒定包絡(luò)相位調(diào)制信號(hào)是在DSP 中產(chǎn)生的，隨后向上變頻到射頻頻率，并饋入射頻功率放大器。這個(gè)射頻功率放大器總是飽和的，從而具有很高的效率。盡管如此，這種設(shè)計(jì)的主要關(guān)注點(diǎn)是基帶包絡(luò)路徑和射頻路徑的時(shí)間對(duì)準(zhǔn)（time alignment）問題。這可以在數(shù)字域中通過使用DSP 的使用來進(jìn)行補(bǔ)償。

其它建議的結(jié)構(gòu)包括基于Doherty[32]，[33]和異相技術(shù)[34]的放大器。Doherty 結(jié)構(gòu)通過四分之一波長(zhǎng)線段或網(wǎng)絡(luò)，由兩個(gè)相同容量的功率放大器組合而成（一個(gè)偏置在B 類的載波功率放大器和一個(gè)偏置在C 類的峰值功率放大器）。在現(xiàn)代化的實(shí)施方案中，DSP 可以被用來通過控制施加到兩個(gè)功率放大器的驅(qū)動(dòng)和偏置來改善Doherty 放大器的性能。對(duì)于理想的B?類放大器，在高PAPR?值信號(hào)下的平均效率可以高達(dá)70%。

異相設(shè)計(jì)，或者被稱為采用非線性元件進(jìn)行的線性放大（LINC）的方法，通過將兩個(gè)由不同的相位隨時(shí)間而變化的信號(hào)所驅(qū)動(dòng)的功率放大器的輸出相合成而產(chǎn)生一個(gè)幅值調(diào)制信號(hào)。通過采用理想的B 類放大器，對(duì)于與前一種情況下的PAPR 值相同的信號(hào)，平均效率為50%。在文獻(xiàn)[19]中可以找到這些設(shè)計(jì)中更多的細(xì)節(jié)。

對(duì)于SDR 來說，Doherty 法和異相法在未來的探索研究中都是令人很感興趣的技術(shù)。這要?dú)w因于這樣一個(gè)事實(shí)，即，特定的功率放大器部分效率的改善將使得整個(gè)發(fā)射機(jī)具有更高的效率。同樣，這個(gè)發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)還承諾可以在基于多標(biāo)準(zhǔn)和多頻段的信號(hào)下正確地工作。

軟件無線電實(shí)施方案的測(cè)試

在介紹了用于SDR 前置端的接收機(jī)和發(fā)射機(jī)的候選結(jié)構(gòu)以后，我們下一步要致力于另一個(gè)重要的主題：SDR 系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)和測(cè)試。這個(gè)討論的關(guān)鍵是混合域測(cè)試技術(shù)的概念，因?yàn)镾DR 系統(tǒng)總是有一個(gè)處于模擬域的輸入，而另一個(gè)則是數(shù)字邏輯域。在SDR 概念中，主要思想是將模數(shù)/數(shù)模轉(zhuǎn)換器盡可能地推向靠近天線的地方，如圖1所示。因此，會(huì)有較少的信號(hào)存在于模擬域，數(shù)字信號(hào)測(cè)試的重要程度在傳統(tǒng)射頻系統(tǒng)表征中是無法體現(xiàn)的。

硬件

儀表工業(yè)[35]，[37]已經(jīng)開發(fā)了適用于SDR表征的各種儀器，例如可以同時(shí)工作在模擬域和數(shù)字域的混合信號(hào)示波器。這樣便可以使得模擬信號(hào)和數(shù)字信號(hào)在同一臺(tái)儀器上實(shí)現(xiàn)時(shí)間的同步。然而，混合信號(hào)示波器僅僅能提供非同步采樣功能。這意味著，和傳統(tǒng)采樣示波器一樣，混合信號(hào)示波器是使用其內(nèi)置時(shí)鐘來對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行采樣的。正如在文獻(xiàn)[38] 和[39]中所討論的， 當(dāng)對(duì)SDR 器件（包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器）進(jìn)行測(cè)試時(shí)，傳輸函數(shù)相位和幅值的精準(zhǔn)估測(cè)要求在輸入，輸出和時(shí)鐘信號(hào)之間進(jìn)行相關(guān)采樣。如果這些信號(hào)是通過非同步方式進(jìn)行采樣的話，那么就會(huì)產(chǎn)生足以完全劣化來自于SDR 的任何幅值和相位信息的頻譜泄漏。頻譜泄漏的出現(xiàn)是由于在進(jìn)行必要的傅立葉變換時(shí)（DFT 或FFT），兩個(gè)信號(hào)不是共享同一個(gè)時(shí)域網(wǎng)格，因此，它們彼此之間是互不相關(guān)的。

混合信號(hào)示波器可能存在的其它問題包括，比如說，為了獲取行為模型所需的必要的內(nèi)存空間。因?yàn)檫@些儀器通常會(huì)采用很高的采樣率，需要大量的點(diǎn)來獲得常用的具有低/中等符號(hào)率的調(diào)制信號(hào)。因此，這種類型的儀器無法全面表征一個(gè)完整的SDR 前置端。

儀表工業(yè)還提出了其它一些將若干儀器聯(lián)合起來的方法，包括邏輯分析儀，示波器，矢量信號(hào)分析儀或?qū)崟r(shí)信號(hào)分析儀[40]-[42]。為了對(duì)一個(gè)SDR 發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)進(jìn)行測(cè)試，這些儀器可以按照類似于圖7 中的配置進(jìn)行構(gòu)建來使用。通過使用參考信號(hào)，觸發(fā)信號(hào)，和標(biāo)記（markers），人們可以在數(shù)字域和模擬域以及時(shí)域和頻域之間進(jìn)行同步測(cè)量。采用這些系統(tǒng)所進(jìn)行的典型測(cè)試，可以用來評(píng)估SDR 中發(fā)射鏈路和接收鏈路，這些測(cè)試包括信號(hào)鏈中的誤差向量幅度（EVM）以及鄰道功率比（ACPR）。

圖7、用于測(cè)試軟件無線電發(fā)射機(jī)的設(shè)備，其中若干個(gè)儀器被結(jié)合在一起使用。一個(gè)邏輯分析儀在數(shù)字信號(hào)處理器（DSP）的輸出端采集數(shù)字邏輯比特，在數(shù)模轉(zhuǎn)換（DAC）和低通濾波器（LPF）的信號(hào)重建之后，采用一臺(tái)示波器對(duì)模擬信號(hào)進(jìn)行分析，一臺(tái)頻譜分析儀或矢量信號(hào)分析儀在正交調(diào)制器后或在信號(hào)放大之后獲取模擬射頻信號(hào)。

在文獻(xiàn)[39]中，作者討論了信號(hào)配時(shí)（signal timing ）和同步化的要求，并且提出了一些解決方案，例如，在實(shí)驗(yàn)激勵(lì)裝置中嵌入一個(gè)觸發(fā)信號(hào)。一些重要問題仍然有待解決，如混合信號(hào)儀器的校準(zhǔn)過程?；旌闲盘?hào)儀器中的模擬信道應(yīng)當(dāng)能夠理想地測(cè)量輸入端口的反射系數(shù)。應(yīng)當(dāng)用定向耦合器來對(duì)入射到被測(cè)元件的射頻信號(hào)提供一個(gè)基于波信號(hào)的阻抗失配校準(zhǔn)表征。有了這些信息，就有可能將模擬輸入和數(shù)字輸出聯(lián)系起來，從而找到SDR 系統(tǒng)的傳輸函數(shù)，或者，甚至可以找到系統(tǒng)的完整的行為模型。人們有可能采用現(xiàn)成的元件和算法，比如文獻(xiàn)[43]中所討論的失配校正算法，來構(gòu)建這樣一個(gè)儀器。然而，現(xiàn)在市面上還不存在一個(gè)完整的測(cè)試裝置。

通過這種混合信號(hào)測(cè)試設(shè)備，人們就有可能測(cè)量原先用于模擬前置端的品質(zhì)因數(shù)，以及原先用于數(shù)字通信信號(hào)的品質(zhì)因數(shù)。

品質(zhì)因數(shù)

一個(gè)可以用來評(píng)估數(shù)字化無線電整體性能的通用技術(shù)是誤碼率（BER）的測(cè)試。這個(gè)測(cè)試通過用錯(cuò)碼位數(shù)與所傳輸?shù)目偽粩?shù)之比來測(cè)量信號(hào)傳輸和接收的質(zhì)量。然而，這是一個(gè)局限性很大的測(cè)試，因?yàn)樗]有提供錯(cuò)碼的來源信息。

然而，如果采用圖7 所示的類似的方案來對(duì)SDR系統(tǒng)進(jìn)行測(cè)試，處于不同域中的信號(hào)可同時(shí)由不同的儀器獲取。這便使得測(cè)試工程師們可以在整個(gè)信號(hào)鏈中準(zhǔn)確地找出缺陷的可能來源。

關(guān)于這一點(diǎn)，第二個(gè)通用的品質(zhì)因數(shù)是EVM，它可以洞察發(fā)射機(jī)和接收機(jī)可能存在的問題[40]，[42]，這是因?yàn)槲覀儗?duì)幅值和相位誤差對(duì)每一個(gè)數(shù)字發(fā)射符號(hào)的影響都進(jìn)行了測(cè)量。EVM實(shí)質(zhì)上是測(cè)試整體的信號(hào)與噪聲之比以及信號(hào)的失真比，從而量化了由于非線性失真以及系統(tǒng)噪聲所引起的信號(hào)減損。與其它品質(zhì)因數(shù)不同，EVM 是通過實(shí)際傳輸?shù)姆?hào)來評(píng)估所存在的問題對(duì)信號(hào)質(zhì)量的影響。

一個(gè)常用于發(fā)射機(jī)測(cè)試的指標(biāo)對(duì)頻譜在相鄰信道的再生進(jìn)行了量化。鄰道功率比[ACPR，有時(shí)又稱為鄰道電平比（ACLR）]是采用（out of band masks）來進(jìn)行說明的，而帶外規(guī)范則定義了在相鄰信道所允許的最大傳輸功率。ACPR 通常起因于非線性失真所引起的頻譜再生。

ACPR 同樣可以用于備用信道（與帶通信號(hào)相鄰信道所鄰接的信道）。ACPR 為評(píng)估整個(gè)無線電網(wǎng)絡(luò)的性能提供了一個(gè)功能測(cè)試，這是因?yàn)樗梢栽试S工程師來對(duì)無線電系統(tǒng)的非線性對(duì)其它相近信道的干擾進(jìn)行評(píng)估。

正如對(duì)許多無線電結(jié)構(gòu)的測(cè)試一樣，對(duì)于SDR 的測(cè)試來說，測(cè)試中使用的激勵(lì)信號(hào)會(huì)影響無線電系統(tǒng)的測(cè)量性能。測(cè)試信號(hào)對(duì)無線電性能的影響通常是通過激勵(lì)固有的統(tǒng)計(jì)特性來進(jìn)行分析的，這個(gè)統(tǒng)計(jì)特性可以是采用概率密度（PDF ） 或者是互補(bǔ)累計(jì)分布函數(shù)（CCDF）。信號(hào)的PAPR 值（峰/均功率比）也經(jīng)常被用作一個(gè)品質(zhì)因數(shù)[44]-[48]。

在“無線系統(tǒng)測(cè)試指標(biāo)”一節(jié)中對(duì)這些均適用于傳統(tǒng)無線電和SDR 系統(tǒng)的品質(zhì)因數(shù)進(jìn)行了更詳細(xì)的討論。在下一個(gè)例子中， 我們要說明必須采用混合域方法來測(cè)試SDR 系統(tǒng)中的這些品質(zhì)因數(shù)。

無線系統(tǒng)測(cè)試的指標(biāo)參數(shù)

這里，我們將要對(duì)在本文中所用到的品質(zhì)因數(shù)進(jìn)行一個(gè)簡(jiǎn)單的描述。

概率密度函數(shù)

在 概率論中， 概率密度函數(shù)（probability density function-PDF）是表示一個(gè)隨機(jī)變量X 的值小于x的概率的函數(shù)。通常，PDF 是在經(jīng)過了大量測(cè)量的基礎(chǔ)上確定的，它決定了x 所有可能取值的可能性，這是一個(gè)具有單位面積的非負(fù)函數(shù)

?? (S1)

其中a 和b 代表的是要確定的X 的概率區(qū)間。

互補(bǔ)累計(jì)分布函數(shù)

互補(bǔ)累計(jì)分布函數(shù)（complementary cumulative distribution function- CCDF）曲線是與PDF 密切相關(guān)的， 因?yàn)椋?它是通過CCDF=1-PDF 得到的。CDF 是可以直接從PDF 統(tǒng)計(jì)中得到的累計(jì)分布函數(shù)

? (S2)

一條CCDF 曲線展示出一個(gè)信號(hào)處于高于某個(gè)功率水平以上的時(shí)間。它通常是由超出平均功率以上的功率的分貝值來表示的。

峰均功率比

峰均功率比（peak to average power ration-PAPR）是給定信號(hào)的最大峰值功率與平均功率之比，是無線通信中最令人感興趣的測(cè)量指標(biāo)。對(duì)于PAPR 對(duì)通信系統(tǒng)影響的評(píng)估主要是通過對(duì)CCDF 曲線的分析得到的，我們可以在CCDF 曲線中定義一個(gè)特定的百分比來獲得PAPR 的值

? (S3)

其中NT 是總采樣數(shù)（時(shí)間間隔），它被用來確定PAPR 的值。

鄰道功率比

鄰道功率比 （adjacent channel power ratio- ACPR ） 是測(cè)量一個(gè)無線系統(tǒng)在相鄰信道所產(chǎn)生的相對(duì)于主信道的失真量。它通常被定義為相鄰頻率信道（偏置信道）的平均功率與發(fā)射頻率信道的平均功率之比

?(S4)

其中F1?和F2?代表頻譜區(qū)間，S(W)是基頻信號(hào)，U1?和U2是上鄰信道的頻譜區(qū)間。

正如在無線標(biāo)準(zhǔn)中所定義的，有兩種測(cè)量ACPR 的方法，一種是考慮整個(gè)基頻信號(hào)和整個(gè)相鄰信道的比值。第二種方法（由于比較容易測(cè)量因而使用更為廣泛）是找到在整個(gè)主頻段或在載波中心頻率附近較小的帶寬內(nèi)的功率與同樣較小帶寬的相鄰的信道內(nèi)功率的比值。

誤碼率

誤碼率（bit error ratio -BER）是所接收到的信息中錯(cuò)誤的位數(shù)與所傳輸?shù)目偟臄?shù)據(jù)位數(shù)的比值。BER 通常是用百分比來表示的，其中0%代表在接收機(jī)未檢測(cè)到錯(cuò)誤的比特

? ?(S5)

這個(gè)測(cè)量可以在數(shù)字域中由測(cè)試工程師所實(shí)施的軟件函數(shù)來進(jìn)行，但還需要使用眾所周知的BER 測(cè)試器，測(cè)試器向發(fā)射機(jī)輸入一個(gè)已知的數(shù)據(jù)串，并且將它與來自接收機(jī)輸出端的數(shù)據(jù)進(jìn)行比較。

誤差向量幅值

誤差向量幅值（error vector magnitude-EVM）是用來測(cè)試調(diào)制與解調(diào)準(zhǔn)確度，以及信道受損程度的參數(shù)。它可以用來量化數(shù)字無線電發(fā)射機(jī)或接收機(jī)的性能。由發(fā)射機(jī)發(fā)射的信號(hào)或由接收機(jī)接收到的信號(hào)在硬件和軟件的實(shí)施過程中都會(huì)受到所有不同缺陷的影響，會(huì)使得K 調(diào)制信號(hào)星座點(diǎn)Zc(k)偏離它們的理想位置，S(k)。在日常使用中，EVM 是測(cè)量這些點(diǎn)偏離它們的理想位置究竟有多遠(yuǎn)，其中，對(duì)于N 個(gè)傳輸符號(hào)，我們可以得到

?(S6)

測(cè)試實(shí)例

為了說明SDR 接收機(jī)的測(cè)試，我們使用文獻(xiàn)[39]所介紹的混合域測(cè)量裝置（類似于圖7 所示的結(jié)構(gòu)），如圖8所示。一個(gè)用來模擬所發(fā)射的數(shù)字調(diào)制射頻信號(hào)的任意波形發(fā)生器和一臺(tái)接收機(jī)是用方框圖中的元件來仿真的。

圖8、按照文獻(xiàn)[39]中的建議，在實(shí)驗(yàn)中采用儀器所實(shí)施的SDR 前置端的測(cè)試構(gòu)建。被測(cè)器件（DUT）是由任意一個(gè)波形發(fā)生器來激勵(lì)的，示波器被用來對(duì)被測(cè)器件的模擬輸入信號(hào)進(jìn)行采樣。一個(gè)邏輯分析儀被用來在被測(cè)器件的數(shù)字輸出端進(jìn)行采樣。采用參考信號(hào)和觸發(fā)信號(hào)來實(shí)現(xiàn)輸入和輸出測(cè)量的同步。這些設(shè)備是由使用通用接口總線（GPIB）連接的計(jì)算機(jī)來控制的。

這個(gè)被測(cè)器件是用帶寬為3MHz，采用64QAM（3/4）調(diào)制的處于頻分雙工模式的單用戶WiMAX 信號(hào)來激勵(lì)的[49]。

圖9 是采用邏輯分析儀在SDR 接收機(jī)的輸出端口所測(cè)得的結(jié)果。這個(gè)圖顯示出在激勵(lì)頻段上進(jìn)行了平均的總功率以及由于非線性失真而在上鄰信道中所產(chǎn)生的功率。這個(gè)圖展示了混合模式對(duì)SDR 進(jìn)行測(cè)試的本質(zhì)：模擬輸出的品質(zhì)因數(shù)ACPR 已經(jīng)通過數(shù)字輸出信號(hào)和模擬輸入信號(hào)而得到了重建。

圖9、在WiMAX 信號(hào)激勵(lì)下，SDR 前置端輸出端口的測(cè)量結(jié)果。

在給定的輸入功率下，我們也已經(jīng)用EVM 對(duì)被測(cè)器件的性能進(jìn)行了評(píng)估。我們根據(jù)增益和相位延遲對(duì)所接收到的數(shù)字化的WiMAX 信號(hào)進(jìn)行解調(diào)和糾錯(cuò)，從而得到了如圖10 所示的星座圖。在這個(gè)特定的測(cè)試中，所得到的EVM 大約是5.05%。

圖10、對(duì)采用64-QAM 調(diào)制的WiMAX 信號(hào)的輸入和輸出結(jié)果進(jìn)行比較的星座圖。

正是由于我們使用了一個(gè)可以同時(shí)對(duì)模擬波形和數(shù)字波行表征的混合模式的儀器，這才有可能得到SDR 元件的特性。

總結(jié)和結(jié)論

在這篇文章中，我們對(duì)可用于SDR 前置端的接收機(jī)和發(fā)射機(jī)進(jìn)行了一個(gè)綜述。我們討論了各自的優(yōu)點(diǎn)與缺點(diǎn)。正如我們所看到的，一個(gè)多頻段多模式接收機(jī)良好的設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)應(yīng)當(dāng)可以最佳地分享現(xiàn)有的硬件資源，并且使用可調(diào)諧和可以進(jìn)行軟件編程的器件。并不是每一個(gè)接收機(jī)結(jié)構(gòu)都具有這種特性的。從這個(gè)意義上講，按照我們的觀點(diǎn)，當(dāng)SDR 接收機(jī)前置端更加成熟的時(shí)候，它將會(huì)是基于零/低中頻結(jié)構(gòu)或帶通采樣設(shè)計(jì)基礎(chǔ)之上的。

對(duì)于發(fā)射機(jī)來說，EER 技術(shù)和其修正版本是SDR應(yīng)用中很有前途的選擇，因?yàn)樗鼈兊男屎艽蟪潭壬吓cPAPR 無關(guān)。因此，它們可以很容易地應(yīng)用到多標(biāo)準(zhǔn)和多頻段操作中[50]。這種SDR 和CR 發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)不僅需要高效放大器，而且還需要寬帶放大器[51]。SDR 領(lǐng)域在信號(hào)傳輸方面正在從模擬向數(shù)字方向轉(zhuǎn)移，因此，對(duì)提高射頻放大器開關(guān)速度的要求變得更為明顯，更加嚴(yán)格，從而在未來將會(huì)引領(lǐng)到S 類發(fā)射機(jī)。

關(guān)于表征SDR 系統(tǒng)所采用的測(cè)試設(shè)備，我們說明了為什么混合域設(shè)備對(duì)于SDR 的表征是非常必要的。我們還描述了為什么還要進(jìn)行一些改進(jìn)來開發(fā)可以快速地，自動(dòng)地表征前置端并進(jìn)行失配校正的同步儀器。這樣的設(shè)備應(yīng)當(dāng)可以很理想地提供一些信息，如不同調(diào)制類型的EVM 和不同技術(shù)的鄰道功率比，并且能夠?qū)Χ鄻?biāo)準(zhǔn)多頻段無線電結(jié)構(gòu)進(jìn)行測(cè)試。隨著SDR 技術(shù)的日臻成熟，我們期待著會(huì)在市面上看到這些類型的儀器。

參考文獻(xiàn)

[1] J. Mitola, “The software radio architecture,” IEEE Commun. Mag., vol. 33, no. 5, pp. 26–38, May 1995.
[2] J. Mitola and G. Q. Maguire, “Cognitive radio: Making software radios more personal,” IEEE Pers. Commun., vol. 6, no. 4, pp. 13–18,Aug. 1999.
[3] P. Cruz, and N. B. Carvalho, “PAPR evaluation in multi-mode SDRtransceivers,” in Proc. 38th European Microwave Conf., Amsterdam, Oct. 2008, pp. 1354–1357.
[4] V. Giannini, J. Craninckx, and A. Baschirotto, Baseband Analog Circuits for Software Defined Radio. Netherlands: Springer-Verlag, 2008.
[5] M. Puvaneswari and O. Sidek, “Wideband analog front-end for multi-standard software defined radio receiver,” in Proc. IEEE Int. Symp. Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, PIMRC, Sept. 2004, vol. 3, pp. 1937–1941.
[6] D. Lockie and D. Peck, “High-data-rate millimeter-wave radios,” IEEE Microwave Mag., vol. 10, no. 5, pp. 75–83, Aug. 2009.
[7] D. Brandon, D. Crook, and K. Gentile, “The advantages of using a quadrature digital upconverter in point-to-point microwave transmit systems,” Analog Devices, Inc., Norwood, MA, App. Note AN-0996, 2009.
[8] A. A. Abidi, “The path to the software-defined radio receiver,” IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 42, no. 5, pp. 954–966, May 2007.
[9] V. Giannini, P. Nuzzo, C. Soens, K. Vengattaramane, M. Steyaert, J. Ryckaert, M. Goffioul, B. Debaillie, J. Van Driessche, J. Craninckx, and M. Ingels, “A 2 mm2 0.1-to-5 GHz SDR receiver in 45 nm digital CMOS,” in Proc. IEEE Int. Solid-State Circuits Conf., Feb. 2009,pp. 408–409.
[10] J. Craninckx, M. Liu, D. Hauspie, V. Giannini, T. Kim, J. Lee, M. Libois, B. Debaillie, C. Soens, M. Ingels, A. Baschirotto, J. Van Driessche, L. V. der Perre, and P. Vanbekbergen, “A fully reconfigurable software-defined radio transceiver in 0.13 μm CMOS,” in Proc.IEEE Int. Solid-State Circuits Conf., Feb. 2007, pp. 346–347.
[11] M. Ingels, C. Soens, J. Craninckx, V. Giannini, T. Kim, B. Debaillie, M. Libois, M. Goffioul, and J. Van Driessche, “A CMOS 100 MHz to 6 GHz software defined radio analog front-end with integrated pre-power amplifier,” in Proc. European Solid-State Circuits Conf., Sept. 2007, pp. 436–439.
[12] R. Svitek and S. Raman, “DC offsets in direct-conversion receivers: Characterization and implications,” IEEE Microwave Mag., vol.6, no. 3, pp. 76–86, Sept. 2005.
[13] J. Park, C. Lee, B. Kim, and J. Laskar, “Design and analysis of low flicker-noise CMOS mixers for direct-conversion receivers,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 54, no. 12, pp. 4372–4380, Dec.2006.
[14] A. M. Ismail and H. Olsson, “A wideband RF front-end for multiband multistandard high-linearity low-IF wireless receivers,” IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 37, no. 9, pp. 1162–1168, Sept.2002.
[15] R. Vaughan, N. Scott, and D. White, “The theory of bandpass sampling,” IEEE Trans. Signal Processing, vol. 39, no. 9, pp. 1973–1984, Sept. 1991.
[16] D. M. Akos, M. Stockmaster, J. B. Tsui, and J. Caschera, “Direct bandpass sampling of multiple distinct RF signals,” IEEE Trans. Commun., vol. 47, no. 7, pp. 983–988, July 1999.
[17] R.B. Staszewski, K. Muhammad, D. Leipold, C.-M. Hung, Y.-C. Ho, J.L. Wallberg, C. Fernando, K. Maggio, R. Staszewski, T. Jung, J. Koh, S. John, I.Y. Deng, V. Sarda, O. Moreira-Tamayo, V. Mayega, R. Katz, O. Friedman, O.E. Eliezer, E. de-Obaldia, and P.T. Balsara, “All-digital TX frequency synthesizer and discrete-time receiver for bluetooth radio in 130-nm CMOS,” IEEE J. Solid-State Circuits,vol. 39, no. 12, pp. 2278–2291, Dec. 2004.
[18] K. Muhammad, Y.-C. Ho, T. Mayhugh, C.M. Hung, T. Jung, I. Elahi, C. Lin, I.Y. Deng, C. Fernando, J.L. Wallberg, S. Vemulapalli, S. Larson, T. Murphy, D. Leipold, P. Cruise, J. Jaehnig, M.C. Lee, R.B. Staszewski, R. Staszewski, and K. Maggio, “A discrete time quadband GSM/GPRS receiver in a 90 nm digital CMOS process,” in Proc. Custom IC Conf., San Jose, CA, Sept. 2005, pp. 804–807.
[19] F. H. Raab, P. Asbeck, S. Cripps, P.B. Kenington, Z.B. Popovic, N. Pothecary, J.F. Sevic, and N.O. Sokal, “RF and microwave power amplifier and transmitter technologies—Part 3,” High Freq. Electron., vol. 2, no. 5, pp. 34–46, Sept. 2003.
[20] J. Kim, S. Kim, J. Shin, Y. Kim, J. Min, K. Kim, and H. Shin, “A CMOS direct conversion transmitter with integrated in-band harmonic suppression for IEEE 802.22 cognitive radio applications,” in Proc. Custom IC Conf., San Jose, CA, Sept. 2008, pp. 603–606.
[21] A. Loke and F. Ali, “Direct conversion radio for digital mobile phones—Design issues, status, and trends,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 50, no. 11, pp. 2422–2435, Nov. 2002.
[22] B. Razavi, “Design considerations for direct-conversion receivers,” IEEE Trans. Circuits Syst. II, vol. 44, no. 6, pp. 428–435, June 1997.
[23] S. C. Cripps, RF Power Amplifiers for Wireless Communications. Norwood, MA: Artech House, 1999.
[24] P. B. Kennington, High Linearity RF Amplifier Design. Norwood, MA: Artech House, 2000.
[25] R. Kahn, “Single sideband transmission by envelope elimination and restoration,” Proc. IRE, vol. 40, no. 7, pp. 803–806, July 1952.
[26] M. Iwamoto, A. Jayaraman, G. Hanington, P. F. Chen, A. Bellora, W. Thornton, L. E. Larson, and P. M. Asbeck, “Bandpass delta-sigma class-S amplifier,” Electron. Lett., vol. 36, no. 12, pp. 1010–1012, June 2000.
[27] M. Nielsen and T. Larsen, “A 2-GHz GaAs HBT RF pulsewidth modulator,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 56, no. 2, pp. 300–304, Feb. 2008.
[28] M. Helaoui, S. Hatami, R. Negra, and F. Ghannouchi, “A novel architecture of delta-sigma modulator enabling all-digital multiband multistandard RF transmitters design,” IEEE Trans. Circuits Syst. II: Express Briefs, vol. 55, no. 11, pp. 1129–1133, Nov. 2008.
[29] A. Jayaraman, P. F. Chen, G. Hanington, L. Larson, and P. Asbeck, “Linear highefficiency microwave power amplifiers using bandpass delta-sigma modulators,” IEEE Microwave Guided Wave Lett., vol. 8, no. 3, pp. 121–123, Mar. 1998.
[30] I. Kim, Y. Woo, J. Kim, J. Moon, J. Kim, and B. Kim, “High-efficiency hybrid EER transmitter using optimized power amplifier,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 56, no. 11, pp. 2582–2593, Nov. 2008.
[31] F. Wang, A. Hueiching, D. F. Kimball, L. E. Larson, and P. M. Asbeck, “Design of wide-bandwidth envelope-tracking power amplifiers for OFDM applications,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 53, no. 4, pp. 1244–1255, Apr. 2005.
[32] M. Iwamoto, A. Williams, P. Chen, A. G. Metzger, L. E. Larson, and P. M. Asbeck, “An extended Doherty amplifier with high efficiency over a wide power range,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 49, no. 12, pp. 2472–2479, Dec. 2001.
[33] Y. Yang, J. Cha, B. Shin, and B. Kim, “A fully matched N-way Doherty amplifier with optimized linearity,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 51, no. 3, pp. 986–993, Mar. 2003.
[34] S. Moloudi, K. Takinami, M. Youssef, M. Mikhemar, and A. Abidi, “An outphasing power amplifier for a software-defined radio transmitter,” in Proc. IEEE Int. Solid-State Circuits Conf., Feb. 2008, pp. 568–569.
[35] “Debugging embedded mixed-signal designs using mixed signal oscilloscopes,” Agilent Application Note no. 5989-3702EN, Agilent Technol., Inc., Santa Clara, CA, Mar. 2008. [Online]. Available//www.home.agilent.com/agilent/home.jspx
[36] Rohde & Schwarz, Munich, “Software defined radios – overview and hardware (1),” The Rohde & Schwarz News Magazine, no. 182, pp. 58-61, 2004. [Online]. Available: http://www2.rohde-schwarz. com/
[37] Tektronix, Beaverton, OR, “Introduction to mixed signal test solutions,” Tektronix Application Note no. 3GW-20213-0, Sept. 15, 2006. [Online]. Available: http://www.tek.com/
[38] Waveform Measurement and Analysis Technical Committee of the IEEE Instrumentation and Measurement Society, 1241-2000-IEEE Standard for Terminology and Test Methods for Analog-to-Digital Converters, IEEE Standard 1241-2000, June 13, 2001.
[39] P. Cruz, N. B. Carvalho, K. A. Remley, and K. Gard, “Mixed analog-digital instrumentation for software defined radio characterization,” in IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., Atlanta, GA, June 2008, pp. 253–256.
[40] Agilent Technol., Inc., “Software defined radio measurement solutions,” Agilent Technol., Inc., Santa Clara, CA, July 13, 2007. “Software defined radio measurement solutions,” Agilent Application Note no. 5989-6931EN, July 13, 2007.
[41] Tektronix, “Testing modern radios,” Tektronix Application Note no. 37W-21488-1, Beaverton, OR, Nov. 12, 2007.
[42] Tektronix, “Software defined radio testing using real-time signal analysis,” Tektronix Application Note no. 37W-19680-0, May 12, 2006.
[43] D. F. Williams, T. S. Clement, P. D. Hale, and A. Dienstfrey, “Terminology for high-speed sampling-oscilloscope calibration,” in ARFTG Conf. Dig., Dec. 2006, pp. 9–14.
[44] K. A. Remley, “Multisine excitation for ACPR measurements,” in IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., June 2003, vol. 3, pp. 2141–2144.
[45] J. C. Pedro and N. B. Carvalho, “Designing multisine excitations for nonlinear model testing,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 53, no. 1, pp. 45–54, Jan. 2005.
[46] K. M. Gharaibeh, K. G. Gard, and M. B. Steer, “In-band distortion of multisines,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 54, no. 8, pp. 3227–3236, Aug. 2006.
[47] R. Santos, N. B. Carvalho, and K. G. Gard, “Characterization of SNDR degradation in nonlinear wireless transmitters,” Int. J. RF Microwave Comput.- Aided Eng., vol. 19, no. 4, pp. 470–480, July 2009.
[48] P. Cruz, N. B. Carvalho, and K. A. Remley, “Evaluation of nonlinear distortion in ADCs using multisines,” in IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., Atlanta, GA, June 2008, pp. 1433–1436.
[49] Local and Metropolitan Networks—Part 16: Air Interface for Fixed and Mobile Broadband Wireless Access Systems, IEEE 802.16e-2005, 2005.
[50] J. S. Kenney and J.-H. Chen, “Power amplifier linearization and efficiency improvement techniques for commercial and military applications,” in Proc. IEEE Int. Conf. Microwaves, Radar and Wireless Communications, May 2006, pp. 3–8.
[51] Y. E. Chen, L. Yang, and W. Yeh, “An integrated wideband power amplifier for cognitive radio,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 55, no. 10, pp. 2053– 2058, Oct. 2007.

作者：Pedro Cruz, Nuno Borges Carvalho, Kate A. Remley

編輯：黃飛

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