本文通過(guò)n 個(gè)倍流整流結(jié)構(gòu)交錯(cuò)并聯(lián)方式用以進(jìn)一步減小紋波電流。給出了電路的開關(guān)信號(hào)波形和仿真模型， 并使用Pspice 仿真軟件對(duì)該模型進(jìn)行仿真， 取得滿意效果。最后通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。這種結(jié)構(gòu)特別適用于通信設(shè)備、計(jì)算機(jī)、宇航等領(lǐng)域的電源。

1 引言

近年來(lái)， 隨著計(jì)算機(jī)微處理器的輸入電壓要求越來(lái)越低， 低壓大電流DC - DC 變換器的研究得到了許多研究者的重視， 各種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)層出不窮，同步整流技術(shù)、多重多相技術(shù)、磁集成技術(shù)等也都應(yīng)用于這個(gè)領(lǐng)域。筆者提出了一種交錯(cuò)并聯(lián)的低壓大電流DC - DC 變換器， 它的一次側(cè)采用對(duì)稱半橋結(jié)構(gòu)， 而二次側(cè)采用倍流整流結(jié)構(gòu)。采用這種結(jié)構(gòu)可以極大地減小濾波電容上的電流紋波， 從而極大地減小了濾波電感的大小與整個(gè)DC - DC 變換器的尺寸。這種變換器運(yùn)行于48 V 的輸入電壓和100 kHz 的開關(guān)頻率的環(huán)境。

2 倍流整流的低壓大電流DC - DC變換器的結(jié)構(gòu)分析

倍流整流低壓大電流DC-DC 變換器的電路原理圖如圖1 所示， 一次側(cè)采用對(duì)稱半橋結(jié)構(gòu)， 二次側(cè)采用倍流整流結(jié)構(gòu)， 在S1 導(dǎo)通時(shí)SR1 必須截止， L1 充電； 在S2 導(dǎo)通時(shí)SR2 必須截止， L2 充電，這樣濾波電感電流就會(huì)在濾波電容上移項(xiàng)疊加。圖2 給出了開關(guān)控制策略。

圖1 倍流整流的低壓大電流DC- DC變換器的電路原理圖

圖2 開關(guān)的控制策略

通過(guò)以上分析可以看出， 倍流整流結(jié)構(gòu)的二次側(cè)2 個(gè)濾波電感電流在濾波電容上相互疊加， 從而使得輸出電流紋波變得相當(dāng)小。

結(jié)構(gòu)中的同步整流器均按外加信號(hào)驅(qū)動(dòng)處理，使控制變得很復(fù)雜， 但在這種半橋- 倍流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中使用簡(jiǎn)單的自驅(qū)動(dòng)方式很困難， 因?yàn)椋?在這種結(jié)構(gòu)中， 如果直接從電路中取合適的點(diǎn)作為同步整流器的驅(qū)動(dòng)信號(hào)， 在死區(qū)時(shí)間內(nèi)當(dāng)這個(gè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)為零時(shí)， 同步整流器就會(huì)截止。為了在半橋- 倍流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中使用自驅(qū)動(dòng)方式， 就必須使用到輔助繞組。

以單個(gè)半橋- 倍流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為例， 見圖3 ， VSEC為變壓器的二次側(cè)電壓， Vgs為由輔助繞組獲得的同步整流器的驅(qū)動(dòng)電壓， 可以看出即使在死區(qū)的時(shí)間內(nèi)， 同步整流器的驅(qū)動(dòng)電壓也不可能為零， 保證了自驅(qū)動(dòng)方式在這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的應(yīng)用。

圖3 自驅(qū)動(dòng)同步整流器電路及波形圖

另外， 由于在大電流的情況下MOSFET 導(dǎo)通壓降將增大， 從而產(chǎn)生較大的導(dǎo)通損耗， 為此應(yīng)采用多個(gè)MOSFET 并聯(lián)方法來(lái)減小損耗。

3 交錯(cuò)并聯(lián)低壓大電流DC - DC 變換器

3.1 電路原理圖

綜上所述， 倍流整流低壓大電流DC - DC 變換器具有很好的性能， 在此基礎(chǔ)上引入交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)， 構(gòu)成一種新的結(jié)構(gòu)， 稱為并聯(lián)低壓大電流DC - DC變換器， 可以進(jìn)一步減小輸出電流紋波。

圖4 為交錯(cuò)并聯(lián)低壓大電流DC - DC 變換器的電路原理圖（以最簡(jiǎn)單的2 個(gè)倍流整流交錯(cuò)并聯(lián)為例）。

圖4 交錯(cuò)并聯(lián)低壓大電流DC- DC變換器的電路原理圖

3.2 變換器的開關(guān)控制策略

交錯(cuò)并聯(lián)低壓大電流DC - DC 變換器的開關(guān)控制策略見圖5。

圖5 交錯(cuò)并聯(lián)低壓大電流DC- DC變換器的開關(guān)控制策略

3.3 交錯(cuò)并聯(lián)低壓大電流DC- DC變換器性能

首先這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)最大的優(yōu)點(diǎn)是變壓器原邊的結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)化， 控制變得很簡(jiǎn)單。其次， 這種方法的實(shí)現(xiàn)必須采用同步整流電路， 因?yàn)榻诲e(cuò)并聯(lián)電路的實(shí)現(xiàn)要求變壓器副邊上下電位輪流為正， 在一個(gè)時(shí)間段內(nèi)有且只有一個(gè)為正電位， 其余都為零電位。但在這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中， 由于2 個(gè)變壓器的原邊串聯(lián)在一起， 而副邊是并聯(lián)的， 這樣如果用肖特基二極管作整流器， 那么輸入電壓將在2 個(gè)變壓器原邊上分壓， 而肖特基二極管又沒(méi)有選通的功能， 這樣變壓器二次側(cè)的波形將是完全對(duì)稱的， 上下2 個(gè)整流電路的電流完全重合， 達(dá)不到電流交錯(cuò)并聯(lián)的目的。

這樣， 應(yīng)用同步整流器來(lái)完成這個(gè)功能， 同時(shí)利用MOSFET 的雙向?qū)щ娞匦裕?因?yàn)橥秸鞴艿穆┰措娏魇欠植荚谧鴺?biāo)橫軸兩側(cè)的。這種結(jié)構(gòu)的過(guò)程詳細(xì)分析如下：

1） S1 導(dǎo)通， S2 截止； S3 截止， S4 ， S5 ， S6 均導(dǎo)通。由于S4 ， S5 ， S6 的導(dǎo)通， 第一變壓器副邊繞組下端為零電位，第二變壓器副邊繞組上、下端均為零電位，電感L1 上電流上升， L2 ， L3 ， L4 上電流下降。

2） S2 導(dǎo)通， S1 截止； S4 截止， S3 ， S5 ， S6 均導(dǎo)通。由于S3 ， S5 ， S6 的導(dǎo)通， 第一變壓器副邊繞組上端為零電位，第二變壓器副邊繞組上、下端均為零電位， 電感L2 上電流上升， L1 ， L3 ， L4 上電流下降。

3） S1 導(dǎo)通， S2 截止； S5 截止， S3 ， S4 ， S6 均導(dǎo)通。由于S3 ， S4 ， S6 的導(dǎo)通， 第二變壓器副邊繞組下端為零電位，第一變壓器副邊繞組上、下端均為零電位， 電感L3 上電流上升， L1 ， L2 ， L4 上電流下降。

4） S2 導(dǎo)通， S1 截止； S6 截止， S3 ， S4 ， S5 均導(dǎo)通。由于S3 ， S4 ， S5 的導(dǎo)通， 第二變壓器副邊繞組上端為零電位，第一變壓器副邊繞組上、下端均為零電位， 電感L4 上電流上升， L1 ， L2 ， L3 上電流下降。

以上各式均忽略整流器的電壓降， 且V SEC為變壓器二次側(cè)的電壓值。

根據(jù)以上分析可知， 應(yīng)用同步整流器， 通過(guò)變壓器原邊串聯(lián)而副邊并聯(lián)的方法， 可以實(shí)現(xiàn)這種交錯(cuò)并聯(lián)半橋- 倍流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。它的優(yōu)點(diǎn)主要有以下幾個(gè)方面：

1） 有效地簡(jiǎn)化了拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略。

2） 在頻率保持不變的情況下， 如果紋波的峰- 峰值一定， 則這種結(jié)構(gòu)可以有效減小濾波電感的值， 從而加快整個(gè)變換器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間。

3） 交錯(cuò)并聯(lián)的半橋- 倍流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與非交錯(cuò)并聯(lián)的半橋- 倍流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比， 一次側(cè)和二次側(cè)的導(dǎo)通損耗相差不多， 但由于采用交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)，二次側(cè)的開關(guān)頻率是原來(lái)的一半， 相應(yīng)的開關(guān)損耗也是原來(lái)的一半。由于變換器的開關(guān)損耗在整個(gè)損耗統(tǒng)計(jì)中占很大的比例， 因此， 交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)可以極大地提高變換器的效率。

4 仿真分析

應(yīng)用Pspice 軟件對(duì)電路進(jìn)行仿真。電路的參數(shù)如下： 開關(guān)頻率為100 kHz ， 占空比為40 % ，輸入電壓為48 V ， 濾波電感為2μH ， 濾波電容為820μF ， 輸出電流為60 A ， 輸出電壓為1125 V。

圖6 所示為濾波電感的電流波形， 從圖6 可以看出， 4 個(gè)濾波電感的電流輪流充電， 如果一個(gè)濾波電感在充電， 其余3 個(gè)電感必須在放電， 在死區(qū)時(shí)間內(nèi)， 4 個(gè)濾波電感都在放電。

圖7 和圖8 所示分別為交錯(cuò)并聯(lián)變換器與單個(gè)倍流整流變換器結(jié)構(gòu)的輸出電流紋波波形， 從圖7中可以看出， 4 個(gè)濾波電感的電流在濾波電容上疊加， 可以把電流的紋波減小很多。

圖6 濾波電感電流波形

圖7 交錯(cuò)并聯(lián)變換器結(jié)構(gòu)的輸出電流紋波波形

圖8 單個(gè)倍流整流變換器結(jié)構(gòu)的輸出電流紋波波形

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

通過(guò)理論研究及仿真分析， 可以看出， 交錯(cuò)并聯(lián)的低壓大電流DC - DC 變換器具有良好的性能，在輸出為1125 V/ 60 A 的情況下， 輸出電流紋波可以降到很小。為了進(jìn)一步說(shuō)明這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的可行性， 用實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)電路見圖4 ， 實(shí)驗(yàn)參數(shù)和仿真相同， 最后得到如圖9 所示的實(shí)驗(yàn)波形。圖9 中， V gs為一次側(cè)一個(gè)MOSFET 的門極驅(qū)動(dòng)電壓波形， V ds則為相應(yīng)的MOSFET 的柵源電壓波形，從圖9 可以看出， 實(shí)驗(yàn)結(jié)果所得波形同圖5 的理論分析結(jié)果十分吻合， 所提出的方法是可行的。其中， 變壓器選用R2 KB 軟磁鐵氧體材料制作的GU22 磁心， 原副邊的匝數(shù)分別為8 匝和1 匝； 電感選用寬恒導(dǎo)磁材料IJ 50h 制作的環(huán)形鐵心T5 - 10 - 215 ，匝數(shù)為8 匝。

圖9 實(shí)驗(yàn)波形

6 結(jié)語(yǔ)

通過(guò)仿真及實(shí)驗(yàn)分析， 得出以下結(jié)論： 對(duì)于低壓大電流DC - DC 變換器， 可以通過(guò)交錯(cuò)并聯(lián)的方法， 進(jìn)一步減小輸出電流紋波， 效果十分明顯；或者在同樣輸出電流紋波情況下， 可以極大地減小濾波電感值， 從而減小整個(gè)變換器的尺寸， 提高變換器的瞬態(tài)響應(yīng)特性。所討論的2 個(gè)倍流整流結(jié)構(gòu)交錯(cuò)并聯(lián)案例同樣適應(yīng)于多個(gè)倍流整流結(jié)構(gòu)交錯(cuò)并聯(lián)的情況。