從半導體運算放大器問世之初，IC設(shè)計師就不得不權(quán)衡芯片架構(gòu)與應(yīng)對其脆弱性所需的外部電路之間的關(guān)系。故障保護一直是最棘手的問題例如，, 請參閱“運算放大器輸出反相和輸入過壓保護” 和MT-069, “儀表放大器輸入過壓保護”).

　　系統(tǒng)設(shè)計師之所以需要精密運算放大器，是因為它有兩個重要特性：低失調(diào)電壓(VOS)和高共模抑制比(CMRR)，這兩個特性能夠簡化校準并使動態(tài)誤差最小。為在存在電氣過應(yīng)力(EOS)的情況下保持這些特性，雙極性運算放大器經(jīng)常內(nèi)置箝位二極管，并將小限流電阻與其輸入端串聯(lián)，但這些措施無法應(yīng)對輸入電壓超過供電軌時引起的故障狀況。為了增加保護，系統(tǒng)設(shè)計師可以采用圖6所示的電路。

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　　圖6. 利用限流電阻和兩個肖特基二極管提供外部保護的精密運算放大器。RFB與ROVP相等，從而平衡輸入偏置電流引起的失調(diào)

　　如果VIN處的信號源先行上電，ROVP將限制流入運算放大器的電流。肖特基二極管的正向電壓比典型的小信號二極管低200 mV，因此所有過壓電流都會通過外部二極管D1和D2.分流。然而，這些二極管可能會降低運算放大器的性能。例如，可以利用1N5711的反向漏電流曲線(見圖7)來確定特定過壓保護電阻造成的CMRR損失。1N5711在0 V時的反向漏電流為0 nA，在30 V時為60 nA。對于0 V共模電壓， D1 和 D2 引起的額外IOS取決于其漏電流的匹配程度。當V被拉至+15 V時，D1將反向偏置30 V，D2將偏置0 V。因此，額外的60 nA電流流入ROVP.當輸入被拉至–15 V時，D1和D2 的電氣位置交換，60 nA電流流出OVP. 在任意共模電壓下，保護二極管引起的額外 IOS等于:

　　IOSaddr = ID1 – ID2 (2)

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　　圖7. 1N5711反向電流與連續(xù)反向電壓之間的關(guān)系

　　由公式2可計算出極端共模電壓下的VOS損失:

　　VOSpenalty = IOSaddr × ROVP (3)

　　使用1N5711在30 V時的漏電流60 nA以及5 kΩ保護電阻，兩個極端共模電壓下的VOS將增加300 μV，導致整個輸入電壓范圍內(nèi)的額外 ?VOS 為600 μV。根據(jù)數(shù)據(jù)手冊，一個具有110 dB CMRR的運算放大器將損失17 dB CMRR。插入反饋電阻來均衡源阻抗只能在共模電壓為0 V時有幫助，但無法防止整個共模范圍內(nèi)產(chǎn)生額外的IOS 表1顯示了保護精密放大器常用的一些二極管的計算結(jié)果。對于CMRR損失計算，假設(shè)使用5 kΩ保護電阻。所有成本都是來自www.mouser.com的最新美元報價(2011)。

　　表1. 常用保護二極管及其對110 dB CMRR精密運算放大器的影響

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　　圖6所示的方法可能還有一個缺點，那就是保護二極管會將過壓電流分流到電源中。例如，如果正電源無法吸收大量電流，過壓電流就可能迫使正電源電壓提高。

　　防止這一現(xiàn)象的一種方法是在正輸入與地之間使用背靠背齊納二極管，如圖8所示。超過D1或 D2的齊納電壓時，二極管將過壓電流分流到地，從而保護電源。這種配置能夠防止過壓期間的電荷泵效應(yīng)，但齊納二極管的漏電流和電容高于小信號二極管。此外，齊納二極管的漏電流曲線具有軟拐點(soft-knee)特征。在放大器的共模范圍內(nèi)，這會帶來額外的CMRR損失，如前所述。例如，BZB84-C24是一個背靠背齊納二極管對，工作電壓范圍為22.8 V至25.6 V，反向電流額定值為50 nA(最大值，16.8 V時)，但制造商并未說明接近齊納電壓時的漏電流是多少。此外，為實現(xiàn)更陡的擊穿特性，齊納二極管一般采用比小信號二極管摻雜更重的擴散工藝制造，這就導致寄生電容相對較高，因而失真(特別是在幅度較高時)和失穩(wěn)的可能性更高。

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　　圖8. 利用限流電阻和兩個齊納二極管提供外部保護的精密運算放大器

　　早期集成過壓保護

　　上面討論了放大器的一些常用外部保護方法的缺點。如果放大器本身的設(shè)計能夠耐受較大的輸入過壓，那么其中的一些缺點是可以避免的。圖9顯示了差分輸入對采用的常見集成保護方案。

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　　圖9. 帶阻性過壓保護的差分輸入對(未顯示ESD保護)

　　在該電路中，兩個放大器輸入端均有輸入保護電阻。雖然一般情況下只有一個輸入端需要過壓保護，但使各輸入端的寄生電容和漏電流均衡可以降低失真和失調(diào)電流。此外，二極管不必處理ESD事件，因而可以相對較小。

　　增加電阻，無論是外置還是內(nèi)置，均會增加放大器的和方根(RSS)熱噪聲(公式4):

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　　(4)

　　如果使用1 kΩ電阻來保護噪聲為4 nV/√Hz的運算放大器，總電壓噪聲將提高√2倍。集成保護電阻并不能改變過壓保護會提高等效輸入電壓噪聲的事實，但將R1和R2 與運算放大器集成在一起可確保數(shù)據(jù)手冊的噪聲規(guī)格包括保護電路。

　　為了避免權(quán)衡噪聲與過壓，需要這樣一種保護電路：當放大器輸入在額定范圍內(nèi)時，它提供低電阻;當放大器輸入超過供電軌時，它提供高電阻。這種特性將能按需改善過壓保護，降低正常工作時的總噪聲貢獻。圖10顯示了一種具有該特性的電路方案.

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　　圖10. 帶主動過壓保護的輸入差分對

　　Jxy全部是P溝道JFET，它們是耗盡型器件，因此溝道的摻雜類型與源極和漏極相同。當放大器輸入電平介于兩個供電軌之間時，J1A和J2A是簡單的電阻，阻值等于RDSON 因為輸入偏置電流足夠小，溝道與柵極之間的任何電位差都不會使溝道關(guān)閉。如果VIN+ 超出負電源一個二極管壓降，電流就會流過J1A,導致漏極關(guān)閉。這種轉(zhuǎn)換實際上是 J1A離開三極工作區(qū)，進入線性工作區(qū)。如果VIN+超出正電源一個二極管壓降，J1A將充當橫向PNP。VIN+至柵極將用作正偏射極-基極結(jié)，另一個結(jié)用作基極-集電極，其高阻值避免輸入管過壓。

　　圖11中的電流-電壓曲線顯示了FET保護運算放大器在受到過壓掃描時的輸入阻抗變化。保護FET的RDSON為4.5 kΩ;當放大器的正輸入被拉至供電軌以上時，保護FET的電阻迅速提高到22 kΩ(30 V時)，從而將輸入電流限制為1.5 mA。

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　　圖11. FET保護運算放大器在受到直流過壓掃描時的有效輸入阻抗