?

　　數(shù)字電視地面廣播編碼正交頻分復(fù)用COFDM傳輸系統(tǒng)以其較強(qiáng)的抗多徑干擾性能、易于實(shí)現(xiàn)移動(dòng)接收等優(yōu)點(diǎn)在HDTV的研究中占有很重要的地位。而COFDM系統(tǒng)中編、解碼技術(shù)是影響系統(tǒng)性能的一個(gè)重要因素。本文正是基于一種最大似然譯碼--Viterbi VB譯碼算法思想，從FPGA實(shí)現(xiàn)的角度探討在COFDM系統(tǒng)中內(nèi)碼(收縮卷積碼)的解碼。

　　1 設(shè)計(jì)算法簡(jiǎn)述

　　在HDTV地面廣播COFDM系統(tǒng)中，所用內(nèi)碼為收縮卷積碼，除1/2主碼率外，還有2/3、3/4、5/6、7/8碼率的卷積編碼。在實(shí)際的傳輸信道中，噪聲一般是加性高斯白噪聲(AWGN)，輸入AWGN信道的是二進(jìn)制信號(hào)序列。為了充分利用信道輸出信號(hào)的信息，提高傳輸系統(tǒng)譯碼的可靠性，首先把信道的輸出信號(hào)量化，將Q電平量化序列輸入Viterbi譯碼器，因此本文采用的VB譯碼算法為軟判決譯碼算法。

　　1.1 主碼率1/2的卷積碼編碼

　　目前，在國(guó)際衛(wèi)星通信和很多通信系統(tǒng)中，(2，1，6)碼是首選的使用VB譯碼的標(biāo)準(zhǔn)卷積碼。由于該碼能使誤碼率達(dá)到最小，且能克服相位誤差，所以在HDTV地面廣播COFDM傳輸系統(tǒng)中，內(nèi)碼采用(2，1，6)碼，它的子生成元為(171，133)，均為八進(jìn)制。對(duì)應(yīng)的生成多項(xiàng)式G D=1+D+D2+D3+D6 1+D2+D3+D5+D6 df=10。其編碼器的實(shí)現(xiàn)框圖如圖1。

　　由于(2，1，6)碼有64個(gè)狀態(tài)，為直觀起見(jiàn)，采用列表的方法來(lái)表述它的籬笆圖，如表1所示。

?

　　1.2 收縮卷積碼的實(shí)現(xiàn)

　　為了實(shí)現(xiàn)多碼率傳輸，在提高碼率的情況下不致使譯碼器的復(fù)雜性增加，在本設(shè)計(jì)中對(duì)(2，1，6)碼進(jìn)行增信刪余(Puncctured)。如圖1所示，在經(jīng)上述編碼后，對(duì)輸出碼字中的特定位置予以刪除。這樣可以產(chǎn)生碼率為2/3、3/4、5/6、7/8的較高碼率的卷積碼。

　　1.3 維特比譯碼算法簡(jiǎn)述

　　Viterbi VB譯碼算法是一種最大似然譯碼算法。在收端的譯碼過(guò)程中，根據(jù)對(duì)接收碼元處理方式的不同，分為硬判決和軟判決譯碼。在同一譯碼算法下，雖然硬判決譯碼較軟判決譯碼簡(jiǎn)單而易于實(shí)現(xiàn)，但在性能上要損失2～3dB。因此本文的FPGA實(shí)現(xiàn)是基于軟判決來(lái)討論的。具體算法如下：

　　(1)從某一時(shí)間單位j=m開(kāi)始，對(duì)進(jìn)入每一狀態(tài)的所有長(zhǎng)為j段分支的部分路徑，計(jì)算部分路徑度量。對(duì)64態(tài)的每個(gè)狀態(tài)，挑選并儲(chǔ)存一條有最大度量的部分路徑及部分度量值作為留選路徑。

　　(2)j增加1，把此時(shí)刻進(jìn)入每一狀態(tài)的所有分支度量與同這些分支相連的前一時(shí)刻的留選路徑的度量相加，得到此時(shí)刻進(jìn)入每一狀態(tài)的留選路徑，加以存儲(chǔ)并刪去其它所有路徑。

　　(3)為了在FPGA 設(shè)計(jì)中達(dá)到較高的時(shí)鐘速度，本文在判決和輸出路徑寄存器的信息時(shí)，把所有64個(gè)路徑寄存器的第一段信息元取出，按大數(shù)判決準(zhǔn)則輸出第一段信息元。

　　2 維特比譯碼的FPGA實(shí)現(xiàn)

　　本文是在Altera公司推出的Quartus電路仿真環(huán)境中，采用AHDL語(yǔ)言和原理圖仿真相結(jié)合的方法來(lái)完成VB譯碼器的FPGA實(shí)現(xiàn)。

　　2.1 譯碼器的整體實(shí)現(xiàn)方案

　　譯碼器的整體方案如圖2所示。

?

　　發(fā)端的數(shù)據(jù)經(jīng)由信道傳輸過(guò)來(lái)，經(jīng)過(guò)同步和信道估計(jì)，根據(jù)CSI信息對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行維特比量化，將量化后的信息解內(nèi)交織后送入維特比解碼單元。

　　接收到前端的碼字后，首先須在發(fā)端的刪除位置上填充特定的虛假碼元，這一功能由Depuncture單元來(lái)完成。并由該單元產(chǎn)生量度計(jì)算禁止脈沖，送入主譯碼器，使譯碼器在譯碼時(shí)禁止對(duì)這些碼元作量度計(jì)算。

　　主譯碼器的譯碼輸出送到誤碼率監(jiān)控單元，通過(guò)對(duì)誤碼率的統(tǒng)計(jì)來(lái)判定數(shù)據(jù)是否為同步接收，同時(shí)將該信息送入自同步監(jiān)控單元，以供調(diào)整同步使用。當(dāng)整個(gè)譯碼系統(tǒng)同步后，將輸出一同步標(biāo)識(shí)，表示系統(tǒng)已經(jīng)同步，同時(shí)通過(guò)同步單元維持同步態(tài)。

　　2.2 譯碼器分模塊的實(shí)現(xiàn)

　　2.2.1 R=1/2的維特比譯碼模塊

　　根據(jù)上述VB算法，對(duì)于一個(gè)軟判決譯碼器，應(yīng)具備以下幾部分：

　　(1)度量值寄存器：用來(lái)存儲(chǔ)各路徑的度量值。其前級(jí)還應(yīng)有一狀態(tài)發(fā)生器，產(chǎn)生64個(gè)狀態(tài)和分支值。

　　(2)累加器、比較器和判決器。分別用來(lái)進(jìn)行軟距離的累加，比較各路徑度量值的大小并選擇輸出信息元的值。

　　(3)路徑寄存器：用來(lái)存儲(chǔ)幸存路徑。

　　模塊設(shè)計(jì)如圖3示。

?

　　分支度量值計(jì)算部分，首先根據(jù)接收的軟判決信息計(jì)算出每一時(shí)刻各分支度量值，在Depuncture模塊輸出禁止脈沖的位置不能進(jìn)行度量值運(yùn)算。將該結(jié)果送入加比選電路，由表1所得的各狀態(tài)間轉(zhuǎn)移時(shí)的輸出分別累加分支度量，并利用比較和選擇電路得到留選路徑，把此信息送入路徑寄存器。當(dāng)路徑寄存器中64個(gè)狀態(tài)的路徑度量相等時(shí)，經(jīng)過(guò)大數(shù)判決電路輸出譯碼信息，送入下級(jí)的誤碼監(jiān)控和自同步電路。

　　2.2.2 Depuncture電路

　　在發(fā)端經(jīng)編碼和刪除后的數(shù)據(jù)具有大于1/2速率的數(shù)據(jù)率。為了不增加譯碼器的難度，采用如圖4所示結(jié)構(gòu)的Depuncture電路，把數(shù)據(jù)速率變回1/2，并在約定的位置插入虛假碼元。通過(guò)定時(shí)控制電路來(lái)確定插入虛假比特的時(shí)刻，同時(shí)產(chǎn)生禁止計(jì)算脈沖，與生成的并行數(shù)據(jù)一起送入下級(jí)。

?

　　2.2.3 自同步電路

　　在傳輸數(shù)據(jù)的過(guò)程中，以2/3碼率為例，它的傳輸序列格式為"X1Y1Y2"，即刪除了"X2"位置的碼元。在接收到的軟判決信息序列中，首先必須確定"X1"位置的數(shù)據(jù)，否則就無(wú)法確定插入虛假碼元的位置。而"X1"這一起始信息系統(tǒng)無(wú)法傳送，在本設(shè)計(jì)中自同步電路就是來(lái)完成捕獲"X1"這一功能的。如圖2后半部分所示，譯碼器先假定任一位置為"X1"，通過(guò)譯碼結(jié)果結(jié)合誤碼監(jiān)控來(lái)判斷是否同步，并把這一信息反饋給Depuncture電路，同步標(biāo)識(shí)SYN為高則表明電路同步，前級(jí)就會(huì)維持該同步;否則，前級(jí)電路將會(huì)繼續(xù)捕獲，直至電路同步。

　　3 譯碼器的性能

　　本文是在軟件仿真的基礎(chǔ)上，結(jié)合硬件實(shí)現(xiàn)的可行性和COFDM傳輸系統(tǒng)中的高數(shù)據(jù)率的實(shí)際情況，權(quán)衡資源占有和速度的矛盾進(jìn)行的一種優(yōu)化設(shè)計(jì)。

　　3.1 譯碼性能的軟件仿真

　　軟判決譯碼器的輸入信息是經(jīng)軟判決量化后的數(shù)據(jù)。但量化的電平數(shù)與碼元的可信度有直接的關(guān)系，量化電平越多，則越能精確地接近似然函數(shù)，越能準(zhǔn)確反映接收碼元的可信度，從而使譯碼器的譯碼性能更接近最大似然譯碼。但隨著量化電平數(shù)目的增多，譯碼的復(fù)雜性也很快增長(zhǎng)，實(shí)現(xiàn)的難度也隨之加大。

?

　　圖5a用MTLAB仿真得出了量化電平數(shù)對(duì)譯碼性能的影響。從波形可以看出，在16電平以上(32、64電平)量化時(shí)，誤碼與信噪比的性能曲線很接近，而相對(duì)于后兩種量化來(lái)講，16電平的FPGA電路實(shí)現(xiàn)要方便得多。因此本設(shè)計(jì)采用4比特量化。

　　在FPGA實(shí)現(xiàn)譯碼的過(guò)程中，譯碼深度是另外一個(gè)重要的決定譯碼性能的參數(shù)。圖5b是仿真得到的在采用16電平量化時(shí)，對(duì)應(yīng)不同深度下誤碼率與信噪比的關(guān)系?？梢钥闯觯?dāng)譯碼深度大于55時(shí)，SNR基本不再增加。BER=10-3時(shí)，深度為55的譯碼較45有0.65dB的增益。但從資源的占有程度來(lái)講，前者卻要多用640個(gè)邏輯單元。本設(shè)計(jì)采用的譯碼深度為45。

　　3.2 VB譯碼器的電路性能

　　基于上述分析，通過(guò)大量的電路和軟件仿真，用FPGA方法完成了用于HDTV COFDM傳輸系統(tǒng)中的VB譯碼器的設(shè)計(jì)。通過(guò)用Tektronix TLA 700邏輯分析儀(數(shù)據(jù)深度為512K字節(jié))調(diào)試，將采集到的每組可達(dá)520K字節(jié)的數(shù)據(jù)用軟件仿真進(jìn)行驗(yàn)證，確保在無(wú)擾信道情況下誤碼率為零，并在測(cè)試過(guò)程中驗(yàn)證了該譯碼電路具有的以下性能：

　　1適用于高速率系統(tǒng)，電路最高工作時(shí)鐘可達(dá)70MHz，整個(gè)電路占用邏輯單元為7620個(gè)。同時(shí)不占RAM和ROM單元，為同一片內(nèi)的其它電路模塊節(jié)省了寶貴的共享內(nèi)存資源。

　　2主碼率為1/2，同時(shí)在不增加電路復(fù)雜性的情況下，可以對(duì)2/3，3/4，5/6，6/7，7/8等多種碼率的數(shù)據(jù)進(jìn)行譯碼。

　　3可自動(dòng)實(shí)現(xiàn)譯碼同步和BER監(jiān)控。

　　4采用并行電路設(shè)計(jì)，使電路在高時(shí)鐘情況下可以穩(wěn)定工作。

　　5 采用FPGA技術(shù)，易于修改電路內(nèi)部參數(shù)，軟判決可以兼容硬判決。通過(guò)內(nèi)部參數(shù)的變化可以滿足不同約束長(zhǎng)度(7、9等)譯碼的要求。

?

　　圖6給出了在FPGA電路的時(shí)序仿真波形。其中TPS為系統(tǒng)通過(guò)傳輸參數(shù)信令提供的碼率信息。共有1/2、2/3、3/4、5/6、7/8等多種碼率信息。電路工作時(shí)鐘bitclk根據(jù)COFDM傳輸系統(tǒng)的要求為60MHz。Vb_in為4-bit量化后的軟判決信息，譯碼輸出串行比特流，并標(biāo)注有數(shù)據(jù)有效和是否同步的標(biāo)志。Vb_err用來(lái)監(jiān)控誤碼，向電路發(fā)出提示信息，使電路始終工作在同步態(tài)。

　　本文的FPGA實(shí)現(xiàn)是基于Altera公司Quartus和MaxplusII電路仿真環(huán)境和該公司APEXTM EP20K600EBC652-1XES系列芯片來(lái)完成的。應(yīng)用于高清晰度數(shù)字電視COFDM傳輸系統(tǒng)的接收機(jī)機(jī)頂盒的設(shè)計(jì)中，經(jīng)過(guò)性能測(cè)試，達(dá)到了系統(tǒng)指標(biāo)要求。同時(shí)，該設(shè)計(jì)也為HDTV機(jī)頂盒的ASIC設(shè)計(jì)奠定了良好的基礎(chǔ)。