隨著軟件無線電技術(shù)和FPGA、DSP、AD 等技術(shù)的高速發(fā)展，數(shù)字接收機的應(yīng)用日益廣泛。為了擴(kuò)大數(shù)字接收機的ADC 動態(tài)范圍，廣泛采用了自動增益控制(AGC) ，使接收機的增益隨著信號的強弱進(jìn)行調(diào)整，其性能的好壞直接影響著接收機能否高質(zhì)量穩(wěn)定接收。傳統(tǒng)的AGC 電路大都采用模擬電路,但由于模擬AGC 缺乏智能性，難以實現(xiàn)復(fù)雜的控制算法，且精度不高，調(diào)試復(fù)雜。這里介紹了一種基于FPGA 和數(shù)控VGA 芯片AD8370 的數(shù)字自動增益控制的實現(xiàn)方法，實時地調(diào)整中頻接收機的增益，大大增強了系統(tǒng)的動態(tài)范圍。

　　1?? 數(shù)控AGC 實現(xiàn)方法

　　數(shù)控AGC 原理框圖如圖1 所示，在信號數(shù)字化后，根據(jù)樣本估計出信號功率，與參考值比較后，反饋控制前端的數(shù)控VGA 芯片，將信號輸出調(diào)整到ADC 的滿量程附近，以獲得全程數(shù)字量化和最大輸出信噪比。

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圖1? AGC 環(huán)路框圖

　　要實現(xiàn)AGC 控制，必須先檢測信號幅度或功率的估計值，通過正交I/Q 的均方值即I2+ Q2 精確得到AGC 信號功率，其中I、Q 為同相正交2 支路的符號峰值采樣點數(shù)據(jù)。計算機仿真表明，當(dāng)信號以每符號4 采樣點進(jìn)行統(tǒng)計平均估計時，得到的估計值與定時恢復(fù)無關(guān)，即I、Q 值不必為最佳采樣點。

　　由于輸入信號的幅度通常是緩慢變化的，故可通過一段時間樣值的累加進(jìn)行一次估計，通常將累加值與參考值相比，得到AGC 需放大或縮小的倍數(shù)。在這里，將除法運算改為對數(shù)運算后的減法實現(xiàn)，通過與參考值的比較，直接對應(yīng)需放大或縮小的dB數(shù)。再通過查表，轉(zhuǎn)化為數(shù)控VGA 芯片的控制字，反饋至前端。這與模擬AGC 相比，由于反饋部分的主要功能由數(shù)字方法實現(xiàn)，使得復(fù)雜的控制要求用數(shù)字信號處理技術(shù)能夠較容易的實現(xiàn)，且具有快速收斂和精確的穩(wěn)態(tài)響應(yīng)等優(yōu)點。

　　2?? 計算機仿真

　　在Matlab 中，首先生成PN 9 的偽隨機碼作為基帶信號。進(jìn)行格雷碼的預(yù)差分編碼和成型濾波，上變頻、加噪、下變頻后得到正交和同相2 路基帶信號：

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　　式中,△ω為載波頻偏,θ0 為載波相位，則：

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　　仿真中，設(shè)置其中信噪比為12 dB，中頻為70 MHz，符號率2 Mbps，采樣率為64MHz，抽取率為8，信號功率估計時累積長度為1 024 點，即256 個符號。

　　調(diào)整前采樣所得的中頻信號如圖2 所示。其中前4 000 點的信號放大倍數(shù)為1，4 001 至9 000 點的信號放大倍數(shù)為10，9 000 點之后的放大倍數(shù)為20,即信號幅度有2 次變化，需通過AGC 進(jìn)行調(diào)整，使信號幅度保持恒定。圖2( a) 為AGC 調(diào)整后的中頻信號，其中調(diào)整的參考值為前4 000點信號的功率,可以看出在4 000和9 000附近信號有一段抖動，這是調(diào)整所需的相應(yīng)時間; 下圖為AGC 的放大倍數(shù)，同樣的，在4 000和9 000點產(chǎn)生了跳變，以響應(yīng)信號幅度的變化，其中前4 000點的放大倍數(shù)為1，4 001至9 000點的放大倍數(shù)變?yōu)?. 1，而9 000點之后則為0. 05。另外根據(jù)仿真結(jié)果，信號功率估計值最大偏差小于1 dB，因此，該估計算法和調(diào)整控制是準(zhǔn)確有效的。

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圖2?? 調(diào)整前后的信號及放大倍數(shù)